過零比較和鎖相環(huán)相位比較器電路原理圖如圖.docx

過零比較和鎖相環(huán)相位比較器電路原理圖如圖 現(xiàn)在常使用集成電路的鎖相環(huán)CD4046，是通用的CMOS鎖相環(huán)集成電路，其特點是電源電壓范圍寬（為3V18V），輸入阻抗高(約100M)，動態(tài)功耗小，在中心頻率f0為10kHz下功耗僅為600W，屬微功耗器件。下圖是CD4046的引腳排列，采用 16 腳雙列直插式，各引腳功能如圖2.12所示。 1腳相位輸出端，環(huán)路入鎖時為高電平，環(huán)路失鎖時為低電平。2腳相位比較器的輸出端。3腳比較信號輸入端。13腳相位比較器的輸出端。14腳信號輸入端。對相位比較器而言，當14腳的輸入信號比3腳的比較信號頻率低時，輸出為邏輯“0”；反之則輸出邏輯“1”。如果兩信號的頻率相同而相位不同，當輸人信號的相位滯后于比較信號時，相位比較器輸出的為正脈沖，當相位超前時則輸出為負脈沖。在這兩種情況下，從1腳都有與上述正、負脈沖寬度相同的負脈沖產(chǎn)生。從相位比較器輸出的正、負脈沖的寬度均等于兩個輸入脈沖上升沿之間的相位差。而當兩個輸入脈沖的頻率和相位均相同時，相位比較器的輸出為高阻態(tài)，則1腳輸出高電平。上述波形如圖2.13所示。由此可見，從1腳輸出信號是負脈沖還是固定高電平就可以判斷兩個輸入信號的情況了。圖2.13 比較器輸出波形圖電壓比較器可以看作是放大倍數(shù)接近“無窮大”的運算放大器。電壓比較器的功能：比較兩個電壓的大小(用輸出電壓的高或低電平，表示兩個輸入電壓的大小關系)： 當”輸入端電壓高于”輸入端時，電壓比較器輸出為高電平； 當”輸入端電壓低于”輸入端時，電壓比較器輸出為低電平；電壓比較器的作用：它可用作模擬電路和數(shù)字電路的接口，還可以用作波形產(chǎn)生和變換電路等。利用簡單電壓比較器可將正弦波變?yōu)橥l率的方波或矩形波。簡單的電壓比較器結構簡單，靈敏度高，但是抗干擾能力差，因此我們就要對它進行改進。改進后的電壓比較器有：滯回比較器和窗口比較器。運放，是通過反饋回路和輸入回路的確定“運算參數(shù)”，比如放大倍數(shù)，反饋量可以是輸出的電流或電壓的部分或全部。而比較器則不需要反饋，直接比較兩個輸入端的量，如果同相輸入大于反相，則輸出高電平，否則輸出低電平。電壓比較器輸入是線性量，而輸出是開關（高低電平）量。一般應用中，有時也可以用線性運算放大器，在不加負反饋的情況下，構成電壓比較器來使用?？捎米麟妷罕容^器的芯片：所有的運算放大器。常見的有LM324 LM358 uA741 TL081234 OP07 OP27，這些都可以做成電壓比較器（不加負反饋）。LM339、LM393是專業(yè)的電壓比較器，切換速度快，延遲時間小，可用在專門的電壓比較場合，其實它們也是一種運算放大器。 關于比較器滯回的討論需要從“滯回”的定義開始, 與許多其它技術術語一樣, “滯回”源于希臘語, 含義是“延遲”或“滯后”, 或阻礙前一狀態(tài)的變化。工程中, 常用滯回描述非對稱操作, 比如, 從A到B和從B到A是互不相同。在磁現(xiàn)象、非可塑性形變以及比較器電路中都存在滯回。 絕大多數(shù)比較器中都設計帶有滯回電路, 通常滯回電壓為5mV到10mV。內(nèi)部滯回電路可以避免由于輸入端的寄生反饋所造成的比較器輸出振蕩。但是內(nèi)部滯回電路雖然可以使比較器免于自激振蕩, 卻很容易被外部振幅較大的噪聲淹沒。這種情況下需要增加外部滯回, 以提高系統(tǒng)的抗干擾性能。 首先, 看一下比較器的傳輸特性。圖1所示是內(nèi)部沒有滯回電路的理想比較器的傳輸特性, 圖2所示為實際比較器的傳輸特性。從圖2可以看出, 實際電壓比較器的輸出是在輸入電壓(VIN)增大到2mV時才開始改變。 圖1. 理想比較器的傳輸特性 圖2. 實際比較器的傳輸特性 運算放大器在開環(huán)狀態(tài)下可以用作比較器, 但是一旦輸入信號中有少量的噪聲或干擾, 都將會在兩個不同的輸出狀態(tài)之間產(chǎn)生不期望的頻繁跳變(圖3)。用帶有內(nèi)部滯回電路的比較器代替開環(huán)運算放大器能夠抑制輸出的頻繁跳變和振蕩。或在比較器的正反饋電路中增加外部滯回電路, 正反饋的作用是確保輸出在一個狀態(tài)到另一個狀態(tài)之間快速變化, 使比較器的輸出的模糊狀態(tài)時間達到可以忽略的水平, 如果在正反饋中加入滯回電路可減緩這種頻繁跳變。 圖3. 無滯回電路時比較器輸出的模糊狀態(tài)和頻繁跳變 舉個例子, 考慮圖4所示簡單電路, 其傳輸特性如圖5所示。比較器的反相輸入電壓從0開始線性變化, 由分壓電阻R1、R2構成正反饋。當輸入電壓從1點開始增加(圖6), 在輸入電壓超過同相閾值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 輸出將一直保持為VCC。在閾值點, 輸出電壓迅速從VCC跳變?yōu)閂SS, 因為, 此時反相端輸入電壓大于同相端的輸入電壓。輸出保持為低電平, 直到輸入經(jīng)過新的閾值點5 , VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。在5點, 輸出電壓迅速跳變回VCC, 因為這時同相輸入電壓高于反相輸入電壓。 圖4. 具有滯回的簡單電路 圖5. 圖4電路的傳輸特性 圖6. 圖4電路的輸入/輸出電壓波形 圖4所示電路中的輸出電壓VOUT與輸入電壓VIN的對應關系表明, 輸入電壓至少變化2VTH時, 輸出電壓才會變化。因此, 它不同于圖3的響應情況(放大器無滯回), 即對任何小于2VTH的噪聲或干擾都不會導致輸出的迅速變化。在實際應用中, 正、負電壓的閾值可以通過選擇適合的反饋網(wǎng)絡設置。 其它設置可以通過增加不同閾值電壓的滯回電路獲得。圖7電路使用了兩個MOSFET和一個電阻網(wǎng)絡調(diào)節(jié)正負極性的閾值。與圖4所示比較器不同, 電阻反饋網(wǎng)絡沒有加載到負載環(huán)路, 圖8給出了輸入信號變化時的輸出響應。 圖7. 通過外部MOSFET和電阻構成滯回電路 圖8. 圖7電路的輸入/輸出電壓波形 比較器內(nèi)部的輸出配置不同, 所要求的外部滯回電路也不同。例如, 具有內(nèi)部上拉電阻的比較器, 可以在輸出端和同相輸入端直接加入正反饋電阻。輸入分壓網(wǎng)絡作用在比較器的同相輸入端, 反相輸入電壓為一固定的參考電平(如圖9)。 圖9. 在帶有上拉電阻的比較器中加滯回電路 如上所述, 具有內(nèi)部滯回的比較器提供兩個門限：一個用于檢測輸入上升電壓(VTHR),一個用于檢測輸入下降電壓(VTHF), 對應于圖8的VTH1和VTH2。兩個門限的差值為滯回帶(VHB)。當比較器的輸入電壓相等時, 滯回電路會使一個輸入迅速跨越另一輸入, 從而使比較器避開產(chǎn)生振蕩的區(qū)域。圖10所示為比較器反相輸入端電壓固定, 同相輸入端電壓變化時的工作過程, 交換兩個輸入可以得到相似波形, 但是輸出電壓極性相反。 圖10. 圖9電路的輸入/輸出電壓波形 根據(jù)輸出電壓的兩個極限值(兩個電源擺幅), 可以很容易地計算反饋分壓網(wǎng)絡的電阻值。 內(nèi)部有4mV滯回和輸出端配有上拉電阻的比較器 - 如Maxim公司的MAX9015、MAX9017和MAX9019等。這些比較器設計用于電壓擺幅為VCC和0V的單電源系統(tǒng)?？梢园凑找韵虏襟E, 根據(jù)給定的電源電壓、電壓滯回(VHB)和基準電壓(VREF), 選擇并計算需要的元件： 第1步選擇R3, 在觸發(fā)點流經(jīng)R3的電流為(VREF - VOUT)/R3?？紤]到輸出的兩種可能狀態(tài), R3由如下兩式求得：R3 = VREF/IR3和R3 = (VCC - VREF)/IR3.取計算結果中的較小阻值, 例如, VCC = 5V, IR3 = 0.2A, 使用MAX9117比較器(VREF = 1.24V), 則計算結果為6.2M和19M, 選則R3為6.2M。 第2步 選擇滯回電壓(VHB)。在本例中, 選擇滯回電壓為50mV。第3步R1可按下式計算。 對于這個例子, R1的值為：第4步輸入VIN上升門限(VTHR)的選擇, 例如：在該門限點, 當輸入電壓VIN超過閾值時, 比較器輸出由低電平變到高電平。本例中, 選擇VTHR = 3V。 第5步計算R2, R2可按下式計算： 本例中, R2的標準值為44.2k。 第6步按如下步驟驗證電壓和滯回電壓：VIN上升門限 = 2.992V, 等于VREF乘以R1, 除以R1、R2和R3并聯(lián)后的阻值。 VIN下降門限 = 2.942V。 因此, 滯回電壓 = VTHR - VTHF = 50mV.最后, 開漏結構的比較器內(nèi)部滯回電壓為4mV (MAX9016、MAX9018、MAX9020), 需要外接上拉電阻, 如圖11所示。外加滯回可以通過正反饋產(chǎn)生, 但是計算公式與上拉輸出的情況稍有不同。圖11. 在輸出為開漏結構的比較器中加滯回電路 按如下步驟計算電阻值：第1步選擇R3, 在IN_+端的漏電流小于2nA, 所以通過R3的電流至少為0.2A, 以減小漏電流引起的誤差。R3可由R3 = VREF/IR3或R3 = (VCC - VREF)/IR3 - R4兩式求得, 取其較小值。例如, 使用MAX9118 (VREF=1.24V), VCC = 5V, IR3 = 0.2A, R4 = 1M, 計算結果為6.2M和18M, 則R3選6.2M。 第2步選擇需要的滯回電壓 (VHB)。 第3步選擇R1, R1可按下式計算：在此例中, R1為：第4步選擇VIN上升門限(VTHR), 如下式：在該門限點, 當輸入電壓VIN超過閾值時, 比較器輸出由低電平變到高電平。本例中, 選擇VTHR = 3V。 第5步計算R2, 如下式：本例中, R2的標準值為49.9k。 第6步按如下步驟驗證觸發(fā)電壓和滯回電壓：單限比較器電路 圖1b為其傳輸特性。圖3為某儀器中過熱檢測保護電路。它用單電源供電，1/4LM339的反相輸入端加一個固定的參考電壓，它的值取決于R1于R2。UR=R2/（R1+R2）*UCC。同相端的電壓就等于熱敏元件Rt的電壓降。當機內(nèi)溫度為設定值以下時，“+”端電壓大于“-”端電壓，Uo為高電位。當溫度上升為設定值以上時，“-”端電壓大于“+”端，比較器反轉，Uo輸出為零電位，使保護電路動作，調(diào)節(jié)R1的值可以改變門限電壓，既設定溫度值的大小。圖 3遲滯比較器 圖 1不難看出，當輸出狀態(tài)一旦轉換后，只要在跳變電壓值附近的干擾不超過U之值，輸出電壓的值就將是穩(wěn)定的。但隨之而來的是分辨率降低。因為對遲滯比較器來說，它不能分辨差別小于U的兩個輸入電壓值。遲滯比較器加有正反饋可以加快比較器的響應速度，這是它的一個優(yōu)點。除此之外，由于遲滯比較器加的正反饋很強，遠比電路中的寄生耦合強得多，故遲滯比較器還可免除由于電路寄生耦合而產(chǎn)生的自激振蕩。 圖 2圖3為某電磁爐電路中電網(wǎng)過電壓檢測電路部分。電網(wǎng)電壓正常時，1/4LM339的U42.8V，比較器翻轉，輸出為0V，BG1截止，U5的電壓就完全決定于R1與R