通信電子線路研究性學習new

1、通信電子線路課程研究性學習報告姓名 董耀聰 班級 通信1110 學號 11211003 指導教師 任希 時間 2013-10-31 基于matlab的AM,PM,FM的調制與解調目錄第1章 概述第2章 AM，F(xiàn)M,PM調制原理 AM調制原理 FM調制原理PM調制原理第3章 AM,FM,PM的matlab調制與解調仿真AM的matlab調制解調仿真FM的matlab調制解調仿真PM的matlab調制解調仿真心得體會參考文獻 第1章 概述 通信系統(tǒng)是為了有效可靠的傳輸信息，信息由信源發(fā)出，以語言、圖像、數(shù)據(jù)為媒體,通過電(光)信號將信息傳輸，由信宿接收。通信系統(tǒng)又可分為數(shù)字通信與模擬通信。一、 調

2、制的基本涵義調制的涵義任意一高頻信號稱為調幅（AM）稱為調頻（FM）稱為調相（PM）其中調頻和調相統(tǒng)稱為調角。（1） 正弦波幅度調制正弦載波幅度隨調制信號而變化的調制，簡稱調幅（AM）。數(shù)字幅度調制也叫作幅度鍵控（ASK）。調幅的技術和設備比較簡單，頻譜較窄，但抗干擾性能差，廣泛應用于長中短波廣播、小型無線電話、電報等電子設備中。早期的無線電報機采用火花式放電器產生高頻振蕩。傳號時火花式發(fā)報機發(fā)射高頻振蕩波，空號時發(fā)報機沒有輸出。這種電報信號的載波不是純正弦波，它含有很多諧波分量，會對其他信號產生嚴重干擾。理想的模擬正弦波調幅是：載波幅度與調制信號瞬時值ua(t）成線性關系，但載頻fC=C/2

3、和相位保持不變。單頻調制時，調幅信號uA(t）可用下式表示：uA(t)=UC（1+macost)cos(Ct+）（1）式中UC是載波幅度；=2F，是調制信號的角頻率，其中F是調制信號頻率；ma是一個和調制信號幅度Ua成比例的常數(shù)，叫作調幅系數(shù)，數(shù)值應在01之間。調幅波的瞬時幅度變化曲線叫作包絡線。調幅系數(shù)ma不能大于1，否則包絡線和調制信號不能保持線性關系，會產生失真。這種情況叫做過調幅。式（1）的調幅波不是單一的簡諧波，它包含fC、fC+F和fC-F三個頻率分量。后兩個頻率分量位于載頻fC的兩邊，分別叫作上邊頻和下邊頻。這種已調制信號有時叫作標準調幅波。如果調制信號占有一個頻帶，最高頻率為F

4、max，則標準調幅波的頻譜寬度BWA=2Fmax，位于載頻fC兩邊的頻帶分別稱為調幅信號的頻譜上邊帶和下邊帶。調幅波的載頻分量與調制信號無關，但邊帶分量隨調制信號變化。這意味著所欲傳送的消息都包含在邊帶之中，只用一個邊帶信號就能夠傳送全部消息。把載波去掉的調幅信號，叫做抑制載波調幅；把載波和某一個邊帶一起抑制掉，只剩下一個邊帶的調幅信號，叫做單邊帶調幅（SSB）。單邊帶調幅節(jié)省功率，抗干擾性能較好，而且節(jié)省頻帶，但設備比較復雜。（2） 正弦波頻率調制 正弦載波的瞬時頻率隨調制信號的瞬時值而變化的調制，簡稱調頻（FM）。數(shù)字頻率調制也稱移頻鍵控（FSK）。調頻是1933年E.H.阿姆斯特朗發(fā)明的

5、。這種調制具有良好的抗干擾性能，廣泛用于高質量廣播、電視伴音、多路通信和掃頻儀等電子設備中。理想的調頻是：載波的瞬時角頻率與調制信號瞬時值ua(t）成線性關系，而幅度UC不變。單頻調制時，瞬時角頻率的表示式是 =C+墹 cost（2）式中墹=kf Ua，是一個和調制信號幅度Ua成正比的常數(shù)，稱為最大角頻率偏移。正弦波調頻后也產生新的頻率分量，這些分量和調頻指數(shù)mf有關。在理論上單頻調頻時調頻波具有無窮多個邊頻分量，相鄰兩邊頻的距離等于F。通常把幅度小于載波原來幅度 1/100的邊頻分量忽略不計，有效邊頻分量所占據(jù)的頻帶為調頻波的帶寬。是單頻調制時調頻波的頻譜。mf很小時，載頻分量較大，邊頻幅度

6、很小；mf增大時，載頻幅度減小，邊頻幅度增大，幅度大的邊頻數(shù)也增多；mf繼續(xù)增加時，載頻和各邊頻的幅度交替增減，這些頻率分量的幅度是以mf為宗數(shù)的各階貝塞爾函數(shù)。在實用中，調制信號ua(t）的最大值通常保持不變，因此最大頻移墹f也不變。這時mf隨調制信號頻率F而減小。是墹f為定值時調頻波的頻譜。F小時，相鄰各頻率分量的距離較小，但由于mf較大，有效的邊頻分量較多；F較大時，各邊頻的距離增大，但mf卻減小，有效的頻率分量也較少。因此調頻波的波形的頻譜寬度大體上保持不變。這是調頻波的特點。它的頻譜寬度BWf可以用下面的經(jīng)驗公式來計算BWf2(mf+1）F （4）式中F=/2，是調制信號的頻率。當m

7、f較大時，調頻波的帶寬約等于最大頻偏墹f的兩倍。寬帶調頻具有較強的抗干擾性能。1933年阿姆斯特朗證明：當輸入信噪比Si/Ni較大時，調頻接收機的輸出信噪比SO/NO與最大頻移墹f的平方成正比；增加調頻波的帶寬可以改善通信系統(tǒng)的質量。不過這種改善是有限度的，因為帶寬過大時，調頻接收機的內部噪聲Ni增加，Si/Ni減??；當Si/Ni降低到某一閾值時，SO/NO反而急劇變壞。圖6是調頻接收機輸出信噪比SO/NO與輸入信噪比Si/Ni的關系曲線，在曲線拐點左邊，調頻的抗干擾性能比調幅還差。利用預加重和反饋調頻接收的方法可以使SO/NO得到改善。（3） 正弦波相位調制正弦載波的瞬時相位隨調制信號而變化

8、的調制，簡稱調相（PM）。數(shù)字調相也稱移相鍵控（PSK）。單頻調制時調頻波的波形，理想調相波u（t）的表示式是u（t)=UCcos（Ct+墹cost+0） （5）式中墹為載波相位隨調制信號而變化的最大相移，稱調相指數(shù)。它與調制信號幅Ua成正比，但與調制角頻率無關。這是調相和調頻的區(qū)別。調相波的頻譜與調頻波相似，但是當墹為定值時，其頻譜寬度BW隨而變化，大時頻譜寬，小時頻譜窄。因此頻帶不能充分利用。數(shù)字調相具有優(yōu)越的抗干擾性能，而且頻帶窄，是一種比較理想的調制方式，在各種數(shù)據(jù)傳輸和數(shù)字通信系統(tǒng)中得到廣泛應用。二、 解調的基本涵義 解調是調制的逆過程。調制方式不同，解調方法也不一樣。與調制的分類相

9、對應，解調可分為正弦波解調（有時也稱為連續(xù)波解調）和脈沖波解調。正弦波解調還可再分為幅度解調、頻率解調和相位解調，此外還有一些變種如單邊帶信號解調、殘留邊帶信號解調等。同樣，脈沖波解調也可分為脈沖幅度解調、脈沖相位解調、脈沖寬度解調和脈沖編碼解調等。對于多重調制需要配以多重解調。 解調同樣分為AM,FM,PM。在此就不一一贅述了。第2章 AM,FM,PM調制原理一、 AM調制原理幅度調制模型AM調制模型AM信號波形的包絡與輸入基帶信號 成正比，故用包絡檢波的方法很容易恢復原始調制信號。 但為了保證包絡檢波時不發(fā)生失真，必須滿足 ，否則將出現(xiàn)過調幅現(xiàn)象而帶來失真。AM信號的頻譜是由載頻分量和上、

10、下兩個邊帶組成（通常稱頻譜中畫斜線的部分為上邊帶，不畫斜線的部分為下邊帶）。上邊帶的頻譜與原調制信號的頻譜結構相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。顯然，無論是上邊帶還是下邊帶，都含有原調制信號的完整信息。故AM信號是帶有載波的雙邊帶信號，它的帶寬信號帶寬的兩倍。二、FM調制原理直接調頻法間接調頻法由于實際相位調制器的調節(jié)范圍不可能超出 ，因而間接調頻的方法僅適用于相位偏移和頻率偏移不大的窄帶調制情形，而直接調頻則適用于寬帶調制情形。根據(jù)調制后載波瞬時相位偏移的大小，可將頻率調制分為寬帶調頻（WBFM）與窄帶調頻（NBFM）。寬帶與窄帶調制的區(qū)分并無嚴格的界限，但通常認為由調頻所引起的最大瞬時相位偏移遠

11、小于30時， 稱為窄帶調頻。否則，稱為寬帶調頻。三、 PM調制原理 在模擬調制中，一個連續(xù)波有三個參數(shù)可以用來攜帶信息而構成已調信號。當幅度和頻率保持不變時，改變載波的相位使之隨未調信號的大小而改變，這就是調相的概念。角度調制信號的一般表示形式為：S (t)=Acos t+(t)式中，A是載波的恒定振幅； t+(t)是信號的瞬時相位，而(t)稱為瞬時相位偏移；d t+(t)/dt為信號的瞬時頻率，而d(t)/dt稱為瞬時頻率偏移，即相對于 的瞬時頻率偏移。設高頻載波為u =U cos t，調制信號為U(t)，則調相信號的瞬時相位(t)= +K U(t)瞬時角頻率 (t)= = +K 調相信號

12、u =U cos t+K u(t) 將信號的信息加在載波的相位上則形成調相信號，調相的表達式為： S (t)=Acos t+K f(t)+ (2-6)這里K 稱為相移指數(shù)，這種調制方式，載波的幅度和角頻率不變，而瞬時相位偏移是調制信號f(t)的線性函數(shù)，稱為相位調制。調相與調頻有著相當密切的關系，我們知道相位與頻率有如下關系式： = = +K f(t) (t)= t+K 所以在調相時可以先將調制信號進行微分后在進行頻率調制，這樣等效于調相，此方法稱為間接調相，與此相對應，上述方法稱為直接調相。第3章 AM,FM,PM的調制仿真AMFMPMMatlab程序（基于matlab r2012a）AM：

13、fm=100;fc=500;fs=5000;Am=1;A=2;N=512;K=N-1;n=0:N-1;t=(0:1/fs:K/fs);yt=Am*cos(2*pi*fm*t);figure(1)subplot(1,1,1),plot(t,yt),title(頻率為3000的調制信號f1的時時域波);y0=A+yt ;y2=y0.*cos(2*pi*fc*n/fs);y3=fft(y2,N);% fft 變換 q1=(0:N/2-1)*fs/N;mx1=abs(y3(1:N/2);figure(2)subplot(2,1,1);plot(t,y2);title(已調信號的時時域波);subplo

14、t(2,1,2);plot(q1,mx1);title(f1已調信號的頻譜); %繪圖yc=cos(2*pi*fc*t);figure(3)subplot(2,1,1),plot(t,yc),title(載波fc時域波形)N=512;n=0:N-1;yc1=Am*cos(2*pi*fc*n/fs);y3=fft(yc1,N);q=(0:N/2-1)*fs/N;mx=abs(y3(1:N/2);figure(3)subplot(2,1,2),plot(q,mx),title(載波fc頻譜)y4=0.01*randn(1,length(t);%用RANDN產生高斯分布序列 w=y4.2; %噪聲功

15、率figure(4)subplot(2,1,1);plot(t,y4);title(高斯白噪聲時域波形)y5=fft(y4,N);q2=(0:N/2-1)*fs/N;mx2=abs(y5(1:N/2);subplot(2,1,2),plot(q2,mx2),title(高斯白噪聲頻域波形)y6=y2+y4;figure(5)subplot(2,1,1),plot(t,y6),title(疊加后的調制信號時域波形)q3=q1;mx3=mx1+mx2;subplot(2,1,2),plot(q3,mx3),title(疊加后的調制信號頻譜波形) %調制yv=y6.*yc; %乘以載波進行解調Ws=

16、yv.2;p1=fc-fm;k,Wn,beta,ftype=kaiserord(p1 fc,1 0,0.05 0.01,fs); %Fir數(shù)字低通濾波window=kaiser(k+1,beta); %使用kaiser窗函數(shù)b=fir1(k,Wn,ftype,window,noscale); %使用標準頻率響應的加窗設計函數(shù)yt=filter(b,1,yv);yssdb=yt.*2-2;figure(6)subplot(2,1,1),plot(t,yssdb),title(經(jīng)過低通已調信號的時域波形采樣)y9=fft(yssdb,N);q=(0:N/2-1)*fs/N;mx=abs(y9(1:

17、N/2);subplot(2,1,2),plot(q,mx),title(經(jīng)過低通已調信號頻域波形) %解調 ro=y9-yt; W=(yt.2).*(1/2); R=W/w r=W/ro G=r/R FM:dt=0.001; %設定時間步長t=0:dt:1.5; %產生時間向量am=5; %設定調制信號幅度fm=5; %設定調制信號頻率mt=am*cos(2*pi*fm*t); %生成調制信號fc=50; %設定載波頻率ct=cos(2*pi*fc*t); %生成載波kf=10; %設定調頻指數(shù)int_mt(1)=0;for i=1:length(t)-1 int_mt(i+1)=int_m

18、t(i)+mt(i)*dt; %求信號m(t)的積分end %調制，產生已調信號sfm=am*cos(2*pi*fc*t+2*pi*kf*int_mt); %調制信號%*%*添加高斯白噪聲*sn1=10; %設定信躁比(小信噪比)sn2=30; %設定信躁比(大信噪比)sn=0; %設定信躁比(無信噪比)db=am2/(2*(10(sn/10); %計算對應的高斯白躁聲的方差n=sqrt(db)*randn(size(t); %生成高斯白躁聲nsfm=n+sfm; %生成含高斯白躁聲的已調信號（信號通%過信道傳輸）%*%*FM解調*for i=1:length(t)-1 %接受信號通過微分器處

19、理 diff_nsfm(i)=(nsfm(i+1)-nsfm(i)./dt;enddiff_nsfmn = abs(hilbert(diff_nsfm); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度（包絡檢波）zero=(max(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn-zero;%*%*時域到頻域轉換*ts=0.001; %抽樣間隔fs=1/ts; %抽樣頻率df=0.25; %所需的頻率分辨率，用在求傅里葉變換%時，它表示FFT的最小頻率間隔%*對調制信號m(t)求傅里葉變換*m=am*cos(2*pi*fm*t); %原調信

20、號fs=1/ts;if nargin=2 n1=0;else n1=fs/df;endn2=length(m);n=2(max(nextpow2(n1),nextpow2(n2);M=fft(m,n);m=m,zeros(1,n-n2);df1=fs/n; %以上程序是對調制后的信號u求傅里變換M=M/fs; %縮放，便于在頻鋪圖上整體觀察f=0:df1:df1*(length(m)-1)-fs/2; %時間向量對應的頻率向量%*對已調信號u求傅里變換*fs=1/ts;if nargin=2 n1=0;else n1=fs/df;endn2=length(sfm);n=2(max(nextpo

21、w2(n1),nextpow2(n2);U=fft(sfm,n);u=sfm,zeros(1,n-n2);df1=fs/n; %以上是對已調信號u求傅里變換U=U/fs; %縮放%*%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、載波信號和已調信號的曲線)pause%*figure(1)*figure(1)subplot(3,1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖xlabel(時間t);title(調制信號的時域圖);subplot(3,1,2);plot(t,ct); %繪制載波的時域圖xlabel(時間t);title(載波的時域圖);subplot(3,1,3);plot(t

22、,sfm); %繪制已調信號的時域圖xlabel(時間t);title(已調信號的時域圖);%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號和已調信號在頻域內的圖形)pause%*figure(2)*figure(2)subplot(2,1,1)plot(f,abs(fftshift(M) %fftshift:將FFT中的DC分量移到頻譜中心xlabel(頻率f)title(原調制信號的頻譜圖)subplot(2,1,2)plot(f,abs(fftshift(U)xlabel(頻率f)title(已調信號的頻譜圖)%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、無噪聲條件下已調信號和解調信號的曲線)pau

23、se%*figure(3)*figure(3)subplot(3,1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖xlabel(時間t);title(調制信號的時域圖);subplot(3,1,2);plot(t,sfm); %繪制已調信號的時域圖xlabel(時間t);title(無噪聲條件下已調信號的時域圖);nsfm=sfm; for i=1:length(t)-1 %接受信號通過微分器處理 diff_nsfm(i)=(nsfm(i+1)-nsfm(i)./dt;enddiff_nsfmn = abs(hilbert(diff_nsfm); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時

24、幅度（包絡檢波）zero=(max(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn-zero;subplot(3,1,3); %繪制無噪聲條件下解調信號的時域圖plot(1:length(diff_nsfmn1)./1000,diff_nsfmn1./400,r);xlabel(時間t); title(無噪聲條件下解調信號的時域圖);%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、小信噪比高斯白噪聲條件下已調信號和解調信號已調信號的曲線)pause%*figure(4)*figure(4)subplot(3,1,1);plot(t,mt);

25、%繪制調制信號的時域圖xlabel(時間t);title(調制信號的時域圖);db1=am2/(2*(10(sn1/10); %計算對應的小信噪比高斯白躁聲的方差n1=sqrt(db1)*randn(size(t); %生成高斯白躁聲nsfm1=n1+sfm; %生成含高斯白躁聲的已調信號（信號通%過信道傳輸）for i=1:length(t)-1 %接受信號通過微分器處理 diff_nsfm1(i)=(nsfm1(i+1)-nsfm1(i)./dt;enddiff_nsfmn1 = abs(hilbert(diff_nsfm1); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度（包絡檢波）zer

26、o=(max(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn1-zero;subplot(3,1,2);plot(1:length(diff_nsfm),diff_nsfm); %繪制含小信噪比高斯白噪聲已調信號的時域圖xlabel(時間t);title(含小信噪比高斯白噪聲已調信號的時域圖);subplot(3,1,3); %繪制含小信噪比高斯白噪聲解調信號的時域圖plot(1:length(diff_nsfmn1)./1000,diff_nsfmn1./400,r);xlabel(時間t); title(含小信噪比高斯白噪聲解調信號

27、的時域圖);%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、大信噪比高斯白噪聲條件下已調信號和解調信號已調信號的曲線)pause%*figure(5)*figure(5)subplot(3,1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖xlabel(時間t);title(調制信號的時域圖);db1=am2/(2*(10(sn2/10); %計算對應的大信噪比高斯白躁聲的方差n1=sqrt(db1)*randn(size(t); %生成高斯白躁聲nsfm1=n1+sfm; %生成含高斯白躁聲的已調信號（信號通過信道傳輸）for i=1:length(t)-1 %接受信號通過微分器處理 dif

28、f_nsfm1(i)=(nsfm1(i+1)-nsfm1(i)./dt;enddiff_nsfmn1 = abs(hilbert(diff_nsfm1); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度（包%絡檢波）zero=(max(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn1-zero;subplot(3,1,2);plot(1:length(diff_nsfm1),diff_nsfm1); %繪制含大信噪比高斯白噪聲已調信號%的時域圖xlabel(時間t);title(含大信噪比高斯白噪聲已調信號的時域圖);subplot(3,1

29、,3); %繪制含大信噪比高斯白噪聲解調信號%的時域圖plot(1:length(diff_nsfmn1)./1000,diff_nsfmn1./400,r);xlabel(時間t); title(含大信噪比高斯白噪聲解調信號的時域圖);PM:function v,phi=env_phas(x,ts,f0)if nargout=2 %nargout為輸出變數(shù)的個數(shù) z=loweq(x,ts,f0); %產生調制信號的正交分量 phi=angle(z); %angle是對一個復數(shù)求相角的函數(shù)endv=abs(hilbert(x); %abs用來求復數(shù)hilbert(x)的模function M,

30、m,df=fftseq(m,ts,df)fs=1/ts;if nargin=2 n1=0; %nargin為輸入?yún)⒘康膫€數(shù)else n1=fs/df;endn2=length(m);n=2(max(nextpow2(n1),nextpow2(n2); %nextpow2(n)取n最接近的較大2次冪M=fft(m,n); %M為信號m的傅里葉變換，n為快速傅里葉變換的點數(shù)，及基n-FFT變換m=m,zeros(1,n-n2); %構建新的m信號df=fs/n; %重新定義頻率分辨率function x1=loweq(x,ts,f0)t=0:ts:ts*(length(x)-1);z=hilber

31、t(x); %希爾伯特變換對的利用-通過實部來求虛部x1=z.*exp(-j*2*pi*f0*t); %產生信號z的正交分量，t0=0.2; %信號的持續(xù)時間,用來定義時間向量ts=0.001; %抽樣間隔fs=1/ts; %抽樣頻率fc=300; %載波頻率,fc可以任意改變t=-t0/2:ts:t0/2; %時間向量kf=100; %偏差常數(shù)df=0.25; %所需的頻率分辨率，用在求傅里葉變換時，它表示FFT的最小頻率間隔m=sin(100*t); %調制信號，m(t)可以任意更改int_m(1)=0; %求信號m(t)的積分for i=1:length(t)-1 int_m(i+1)=int_m(i)+m(i)*ts;endM,m,df1=fftseq(m,ts,df); %對調制信號m(t)求傅里葉變換M=M/fs; %縮放，便于在頻譜圖上整體觀察f=0:df1:df1*(length(m)-1)-fs/2; %時間向量對應的頻率向量u=cos(2*pi*fc*t+2*pi*kf*int_m); %調制后的信號U,u,df1=fftseq(u,ts,df); %對調制后的信號u求傅里葉變換U=U/fs; %縮放%通過調用子程序env_phas和loweq來實現(xiàn)解調功能v,phase=env_phas(u,ts