UPS無線并機均流控制技術(shù)(20210112094325)

1、UPS無線并機均流控制技術(shù)摘要：預料以后的微處理器將呈現(xiàn)出更強的帶載能力和更快的暫態(tài)響應能 力。當今的電壓調(diào)整模塊（VRM ）需要更大更多的濾波器以滿足 其要求，這無疑會使現(xiàn)存的VRM拓撲變得不再實用。作為候選拓撲之一，QSMVRM表現(xiàn)非常優(yōu)異的性能，比如快速的暫態(tài)響應能力和高的功能密度。 這種技術(shù)的難點就是電流均分控制技術(shù)，在這篇文章中，介紹了一 種新型的電流偵測和均分電流的技術(shù)，通過這種技術(shù)，在并機系統(tǒng) 中，無需電流變壓器和電流偵測電阻，均分電流能夠控制，另外， 這種技術(shù)很容易集成于芯片，用四模塊并機的 QSM VRM 來驗證這門技術(shù)，通過試驗證實，這種技術(shù)擁有高功率密度、高效 率，和高響

2、應速度。同時電流均分技術(shù)也得到了一般化整理和擴展.I介紹隨著微處理器技術(shù)的發(fā)展，為此種設備提供能量的電源而臨 著新的挑戰(zhàn)，這種挑戰(zhàn)開始于高效pentium微處理器不在使用標準 的5V電壓，而是使用非標準的電壓等級小于5V的電源。為了滿 足更快、更有效的數(shù)據(jù)處理需求，開發(fā)出了更低電壓等級得中型微 處理器，這種處理器的電源電壓將從3. 3V降到1. Tl. 8V ,同 時，因為會有更多的設備集成到同一處理器IC上并且處理器的工 作頻率會更高，微處理器需要強效的電源管理能力。將來的微處理 器的電流將從現(xiàn)在的13A增大到30A50A ,如此大的電流反過來 需要專業(yè)的電壓調(diào)整模塊來提供低電壓等級，高帶載

3、能力的電源。隨著處理器速度的提高，VRM的負載也在增大，這種相互的關(guān)系使電源的大負載發(fā)生變化的時候經(jīng)常出現(xiàn)，比如在處理器從休眠到正常運行模式。將來的微處理器需要更高的電流等級，不但如此，而且總的電壓調(diào)偏差將更小，目前，電壓調(diào)偏差為5% （對于3. 3V的VRM輸出，電壓的偏差可到+/-165mV ）。將來，總的電壓偏差將為2% （對于1. 1 V VRM輸出，電壓的偏差僅又+/22mV ）。所有這些要求給電源的設計帶來了挑戰(zhàn)。表一顯示了未來VRM的電流規(guī)格書。TABLE ISPECIFICATIONS FOR VRXISCurre nlFutureOutput Voltage:2.1-3.5V

4、N3VLoad Cuncnt:0.3-13A1-50 AOutut VoltageTolerance:5%2%Current Slew atDecoulp-ing CapacitolA/nS5A/ns大多VRM使用同步整流BUCK拓撲結(jié)構(gòu)，圖一顯示了同步整流BUCK電路,圖一：同步整流器當今的VRM的輸出有大濾波電感。巨大的輸出電容和退耦電容（在板電容）需要減少電壓SPIKE ,以后的電腦母板相對較貴，現(xiàn)在的VRM不在實用于未來的設備。圖二顯示了輸出加小電容的BUCK的同步整流運行波形，圖三顯示了 QSMVRM的暫態(tài)響應，這種技術(shù)的缺點是效率低，穩(wěn)態(tài)輸出電壓的紋波大。為了滿足穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)的要求，

5、發(fā)展了交叉QSM ,見圖4i %VcsQlFig. 2. Operating wavefbiin of Syn rectifier buck with small inductance.“：Fig. 3. Transient response of QSW VRKI (I in = 5 丫 I o = 2 V, load change: 0-30 A).(b)Interleave technique: (a) aiuhimodule interleaved VRM and (b) tipplecanceling： effect.交叉QSM技術(shù)消除了電流紋波并加快的暫態(tài)響應速度，圖5顯示了四模塊

6、交叉QSM VRM的暫態(tài)響應，結(jié)果顯示這種技術(shù)滿足了將來對電源暫態(tài)的要求，并且不會產(chǎn)生大的電壓紋波，它不但能減少輸出電壓紋波，它也能減少輸入電壓紋波，因為必要的電容減小T，母板上就能留下更大的空間，更大的功率密度變得可能。另外，因為每個模塊需要處理的功率更小，這種拓撲擁有更高的效率并容易封裝。7Fig. 5. Four-module interleaved VRM and its transient response (I in = 5 V Vo = 2 V, load, change: 0-30 A).交叉技術(shù)的難點是其電流均分的控制，雖然在其他的運用中 這也是個難點，但是在QSM技術(shù)中，其

7、更難實現(xiàn)，在傳統(tǒng)的運用 中，一個變壓器和電流偵測電阻被用來偵測每個模塊的電流，但是 變壓器太大太貴，電阻降低了這種低電壓等級大電流逆變器的效 率，另外，傳統(tǒng)的電流均分控制技術(shù)，例如電壓模型控制或則峰值 電流模式控制都受到開關(guān)導通電阻和電感的值得影響，對于生產(chǎn)制 造來說很難控制。在這篇論文中，介紹了一種新型的電流偵測和均分電流技術(shù)，通過 這種技術(shù)，很容易在并機系統(tǒng)中得到電流的均分，并且無需傳統(tǒng)的電流偵測方法，其很容易集成于芯片，四模塊交叉QSMVRM被用來 驗證此技術(shù)。II運用于并機模塊的傳統(tǒng)電流均分控制方式A.單環(huán)電壓模式控制在并機模塊運用中，僅有一個環(huán)的電壓環(huán)控制是最簡單的一種，這種方式包含

8、了電流偵測和均分電流控制，電流的分配取決于各個模塊的一致性（小信號中等效為電阻，根據(jù)歐姆定理分配電流），在實際中，在沒有精確的電流均分控制系統(tǒng)中，這種技術(shù)很難做到電流均分，有許多因素導致不均分的電流：元件差異，逆變到負載非一致性的連接，由于元件的老化和物理狀態(tài)所導致的元件非一致性的變化。使用這種模式的原因是其成本低，但是它很難控制半導體的質(zhì)量，均分電流的能力很差，結(jié)果，熱管理變得非常重要，VRM效率小將，成本增加。實際上，只有電壓模式控制的系統(tǒng)很難在低電壓大電流運用中均分 電流，圖6顯示了 MOSFET模型，它等效于串聯(lián)了電阻的開關(guān)，電 阻是MOSFET導通電阻，Ideal SwitchRds

9、(on)(a)圖6(b)顯示了同步整流BUCK逆變器的等效模型，Rm和Re代表了上下開關(guān)的開通電阻，R3是線路阻抗和LAYOUT電阻的總和，如果考慮寄生,BUCK逆變器的占空比如下：_ Vo + X (+ 7?3)Vin -|- lo x (/tow.2 Roni)在高電壓，低電流運用中，因為V。遠大于Io* (Ro/RoQ, 這種效應可以忽略，但在低電壓，大電流運用中，V。很小，I。*(Rw+Rw)的影響變得不容忽視。例如，如果V。為2V , VIN是5V , Rom和R。、：是14m Q ,當負載從030A變化時，逆變占空比將在0.40.5之間變化，正常情況下，MOSFET導通電阻遠大于線

10、阻和LAYOUT的電阻，R3和大于10* ( ROX2-RoX1 ) o方程(1 )可簡化為：Vo + do x IU)n2Vhi這種特性嚴重影響電流均分的結(jié)果，圖7顯示了只有電壓環(huán)兩個模塊并機的電路圖。ControllerD 2(b)Fig. 7 Parallel c-onveitex with only single loop voltage mode co口rm上(a) control diagram an-d fb) control signal.對于模塊1 ,占空比為:Dl =Vq + Joi x llonl2對于模塊2,占空比為：八“ Vo + /2=頃101和102是各個模塊的輸

11、出電流，R0N12和R0X22是每個模塊同步整流的導通電阻，因為誤差信號，VC是同一個比較斜坡的用于產(chǎn)生各個模塊的占空比控制的信號，如果斜坡幅值一樣，D1等于D2。由（3 ）和（4 ）：/ol x IionA2 = /o2 x llon22.(5)只有當R0N12等于R0N22時能得到均分電流，但是這是非 常難控制的部分，通常有在同一類型的設備中有20%差異。表II 顯示了來自工業(yè)的數(shù)據(jù)。運用這種控制方式很難實現(xiàn)均分的電流。 圖8顯示了 M0SFET導通電阻對電流均分的影響，負載越大，均分 結(jié)果越糟糕。Vo =2V9876543202468101214Load (A)s eRPDEwdc-ua

12、nn。(b)Fig. 8. Cxiaent sharmg result with only single loop voltage inode -contiol: (a) simulation model and. (b) current sharing resultB.峰值電流模式控制為了避免開關(guān)管導通電阻的影響，可以用電流模式控制，峰值電流模式控制是現(xiàn)在最流行的一種控制方式，其運行非常簡單，圖9顯示其控制框圖，從電壓環(huán)補償器過來的誤差信號作為每個模塊峰值電流信號的比較參考信號，比較結(jié)果是每個模塊占空比的周期信號。Fig. 9. Peak current inode control diag

13、ram.ExternalRampRamp of chaonel 1Ramp of channel 2InductorCurrent(L1L2)ControlSignal(L1L2)TABLE IIMOSFET ON RESISTANCEDeviceRdsgn)R水(on) (max)Si44100-0150.020Si44120.0300.04-2S144200.0100.013Si98 餌00220,030* Test condition: Vgs=4.5VFig. 10. Control signal: the effect of different inductance value.這種

14、方式簡單并且不受設備寄生現(xiàn)象的影響，缺點是在輕載 時其軍流能力較弱，和每個模塊電感值得影響。圖10顯示了不同 電感值對均流的影響，因為在這種并機系統(tǒng)中其輸入和輸出都是一 樣的，如果模塊的電感值不一致，電感的峰值電流將不一致，電感 值小的模塊的峰峰電流值將比其他大，由于峰值電流模式只限制電 流最大值，而每個模塊的平均值將不受直接控制，結(jié)果，電感小的 模塊的電流小，實際上，電感的值很難控制，正常情況下，電感的 值可能有20%30%的差異。圖11顯示了不同電感值得影響，RI1 300nH R13Fig. 11. The effect of different inductance value on

15、current sharing: (a) iamlation model and (b) cunent sharing wndt.lluBlp unQ影響可以表示成：101 -皿=島X（山-V。）X （君一吉）用是開關(guān)頻率，每個模塊電流差異從輕載到重載固定不變，在輕載時，均流很差，在VRM中m均流控制技術(shù)A. 一個簡單的電流偵測網(wǎng)絡對于將來低電壓，高電流并機系統(tǒng)來講，需要一個簡單，低 成木，對寄生參數(shù)免疫的電流偵測和均流控制電路。圖12顯示了 RC開關(guān)網(wǎng)絡，兩個開關(guān)管處于互補的開關(guān)狀態(tài)：Fig. 12. R and C s.witcliiag network.像在同步整流的BUCK逆變器重，當

16、上管S1開，下管S2關(guān)，輸出電容由輸入電壓與電容電壓的差值通過R充電，假設R） R0N1和R0N2 ,我們得到：Vi 11 V cavg)x Tonsl.當SI OFF , S2 ON輸出電容通過R和S2放電:(8)開關(guān)網(wǎng)絡像沒有負載的BUCK逆變器，唯一的差別是輸出電感和電阻R重新放置了，占空比周期是：D = Tonsl + To 譏 $2實際上，穩(wěn)態(tài)時電阻上的平均電壓為0 ,因為通過輸出電容流出的電流的平均值是0 ,如果這一開關(guān)網(wǎng)絡聯(lián)合同步整流BUCK電路，見圖13 , VC可以用來估計電感的電流值，圖13中，R3是線阻和LAYUOT的總電阻，RON1和RON2是MOSFET的導通電阻。穩(wěn)

17、態(tài)時，充放電壓可以由下表示:ViiL Vei(wq) Io x HonlHe =二 八x 1 onR X C(10)Vc(avcj + /o x ilc?n.2RxC10是負載電流，其也等于電感的平均電流，TON是開關(guān)的導通時間，圖13中電感的充放電可由下表示：MXT*X (T - Tan). (11)Vo + fo x Hon2 + Jo x 7?3VO是同步整流逆變器的輸出電壓，從（10 ）和（11 ）,同步整流占空比是:Vo + Io x J?3 + 1 x R(m2Vi 11 + Io X (尺如2 Rvnl)(12)Vc(avij) + to x Ron2 Viii + 1c x (

18、血譏2 lionl)從（12 ） Vc的平均電流是:Vre(avg) = Vo + Io x R3.(13)從（13 ）知平均電感電流:(14)在（14）中被偵測點平均電感電流只受R3的影響，電阻R, C,電感值，開關(guān)導通電阻對于偵測電流的偵測結(jié)果沒有影響，運用這種RC網(wǎng)絡，傳統(tǒng)電流變壓器或則偵測電阻可以去掉，用過平均電容電壓可以估計電感電流值，這種運用簡單，成本低，對逆變效率沒有影響.B.新型均流控制技術(shù)圖14顯示了新型均流控制技術(shù)，利用VC平均值信號，每 個模塊的電感電流得到了控制，Currentcontrol loop 2ZP 耐皿vu- 2心皿Fig. 14. Novel curren

19、t sharing technique.圖14顯示其控制框圖，其包括了電流和電壓環(huán)，所有的模塊都使用同一個電壓環(huán)，每一個模塊有其自己的RC偵測網(wǎng)絡和均流控制電流環(huán)。應該指出的是，雖然以下是用兩個模塊試驗，但是其方法可 以實用于任何數(shù)目并機系統(tǒng)中。在圖14中，電容電壓信號包含了 平均電流信號，在模塊1和2中有：Vc 1( av(r) =Iol x 7?13 + Vo(15) If)2 x K23+ Vo(16)101和102是每個模塊的平均電流值，首先，假定R13等 于R23 ,即假定電感線路設計對稱。實際中，這種對稱在制造中容 易實現(xiàn)，為了得到一致的電流分配，VC1 ( avg )必須等于VC

20、2(avg )。從(10 ,11 )得出，當 VC1 ( avg )等于 VC2(avg ) ,R13等于R23 ,101等于102 ,現(xiàn)在，均流控制環(huán)的目的是控制VC1和VC2 ,使他們相等。圖15顯示一種簡單的實現(xiàn)方法，電流環(huán)是一個綜合補償 器，所有得模塊使用共同的參考信號，因為控制器包含一個同一的 補償器，所以沒有穩(wěn)態(tài)誤差，VC1和vc2都等于參考電壓，圖16 顯不- -個完整的控制圖。VrlwVclFig. 16. Completed cunent sharing control diagram.Vt.|layc |： npI.OudV如圖中控制方法，VC1總是等于VC2，從(15 ,

21、16 )有：lol x /?13 = lf)l x 斤23.(17)均流的效果取決于R13-R23的比率。當他們相等時。均流很好，MOSFET導通電阻和電桿值得差異對于均流控制來說沒有影響。圖17顯示了其仿真結(jié)果，Vo =2VFig. 17. Difference in MOSFET on resistance and inductance value has no effect on current 血g: (a) .lmuLation model (b) current Garins： result at light load (Load = 1 A), and (c) cuneiit s

22、haiing result at heavy load (load = 13 A).兩個模塊并機，一個模塊MOSFET導通電阻為20m Q ,輸出電感量為320nH ,另一模塊開關(guān)電阻為10m Q ,輸出電感量為300nH ,當負載從1A到13A變化時，各模塊電流差異小于30mV ,相對于MOSFET導通電阻和電感值，線阻在制造中更容易控制。IV設計和試驗結(jié)果圖18顯示了測試電路圖:Fis_ 18. Test set up and the 3 in each module.功率板部分時4模塊交叉QSM VRM o每個模塊電感量是320nH ,開關(guān)頻率是300赫茲，輸入電感為5V ,輸出電壓為2

23、V ,最大的負載電流為30A o在測試電路中，PCB走線作為電感線圈使用，R3是PCB電阻，圖18顯示了路線代電阻R13 ,R23、R33、R43 ,盡管這些電阻很小，lm Q 個，電流偵測沒有受到干擾，實際上，電流決定于其比值，而不是其絕對值，圖18顯示每個走線一致，他們近似相等，可以得到均分的電流。圖19顯示了電流均流環(huán)補償器的設計，為了保證其穩(wěn)定性，R*C比RF*CF小10倍以上，使用這種設計，模塊顯示了非常好的電流均分能力，圖20顯示了測試的結(jié)果，F(xiàn)ig. 19. Current sharing control loop design: (a) cun eiit s-hanng con

24、trol loop compensator design snd (b) bode plot.Fig. 20. Efficiency of foiir-aiodule interleaved QSW VRM with the novel current sharing control.當負載電流從0.5到30A變化時，輸入電流差異小于50mA ,由于均流，VRM的小量3高，見圖21。Jig. 21. Efficiency of four-module mterleav-ed QSW XTtM with the novel current sharing control.圖22顯示了電壓環(huán)補償器

25、設計，它是傳統(tǒng)的雙極點，單零點補償器。電壓環(huán)確保閉環(huán)帶寬高，暫態(tài)響應快。Frequency圖23顯示了測試的電壓閉環(huán)增益，帶寬為85K赫茲，相位裕量為62度。由于寬的帶寬，VRM的輸出阻抗小，逆變器的暫態(tài)響應快。圖24顯示了暫態(tài)響應:1 OOus/div4 0 n v r5 u s/(j i vFig. 24. Transient response (load changes from O.5-15a and vice versa).S te pi tt pi當負載從0. 515A （負載變化率30A /us ）,輸出電壓降落只有40mV ,輸出電容為1200uf ,表III顯示了 QSMVR

26、M設計與傳統(tǒng)設計的比較。新型的設計可以提高功率密度到原來的3倍，和更快的暫態(tài)響應。TABLE HICOMR4RISON OF THE NEW VRNI WTTH CONVBiHONAL VRM (LOAD CHANGES FROM 0.5-15 A AND VICE VEKSA)InterleavedQSWConventionalVRMVin55BulkcapacicanceI200uF7000uFOutput Inductance320nH(x4)3.8uHTransient voltage drop:50 mV150 mVVoloa.d2V3OA2V13APower stage power Density (W/cubeb3010V條理化和延伸新型均流控制A. 一般化前部分討論了當線路阻抗一致時新型均流控制技術(shù)的運行。一般化這項技術(shù)，需要研究黨所有的線路和LAYOUT電阻不一致時的電路運行情況。圖