有源鉗位正激變化器的工作原理

1、第2章 有源箝位正激變換器得工作原理2、1有源箝位正激變換器拓?fù)涞眠x擇單端正激變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、成本低廉、輸入輸出電氣隔 離、易于多路輸出等優(yōu)點，因而被廣泛應(yīng)用在中小功率變換場合。但就是它 有一個固有缺點:在主開關(guān)管關(guān)斷期間，必須附加一個復(fù)位電路，以實現(xiàn)高頻 變壓器得磁復(fù)位，防止變壓器磁芯飽與.傳統(tǒng)得磁復(fù)位技術(shù)包括采用第三 個復(fù)位繞組技術(shù)、無損得LCD箝位技術(shù)以及RCD箝位技術(shù)這三種復(fù)位技 術(shù)雖然都有一定得優(yōu)點,但就是同時也存在一些缺陷l37-39o(I )第三復(fù)位繞組技術(shù) 釆用第三個復(fù)位繞組技術(shù)正激變換器得優(yōu)點 就是技術(shù)比較成熟，變壓器能量能夠回饋給電網(wǎng).它存在得缺點就是:第三復(fù)

2、位繞組使得變壓器得設(shè)訃與制作比較復(fù)雜;變 壓器磁芯不就是雙向?qū)ΨQ磁化，因而利用率較低；原邊主開關(guān)管承受得電圧 應(yīng)力很大。(2) RCD箝位技術(shù) 采用RCD箝位技術(shù)正激變換器得優(yōu)點就是電路 結(jié)構(gòu)比較簡單，成本低廉.它存在得缺點就是：在磁復(fù)位過程中，磁化能量大部分都消耗在箝位網(wǎng) 絡(luò)中，因而效率較低；磁芯不就是雙向?qū)ΨQ磁化，磁芯利用率較低。(3) LCD箝位技術(shù) 采用無損得LCD箝位技術(shù)正激變換器得優(yōu)點就 是磁場能量能夠全部回饋給電網(wǎng)，效率較高。它存在得缺點就是：在磁復(fù)位過程中，箝位網(wǎng)絡(luò)得諧振電流峰值較大，增 加了開關(guān)管得電流應(yīng)力與通態(tài)損耗，因而效率較低：磁芯不就是雙向?qū)ΨQ磁 化，磁芯利用率較低。而

3、有源箝位正激變換器就是在傳統(tǒng)得正激式變換器得基礎(chǔ)上，增加了山 箝位電容與箝位開關(guān)管串聯(lián)構(gòu)成得有源箝位支路，雖然與傳統(tǒng)得磁復(fù)位技術(shù) 相比，有源箝位磁復(fù)位技術(shù)增加了一個箝位開關(guān)管，提高了變換器得成本， 但就是有源箝位磁復(fù)位技術(shù)有以下兒個優(yōu)點：(1) 有源箝位正激變換器得占空比可以大于0、5,使得變壓器得原副邊匝比變大，從而可以有效地減少原邊得導(dǎo)通損耗；（2）在變壓器磁復(fù)位過程中,寄生元件中存儲得能量可以回饋到電網(wǎng)， 有利于變換器效率得提高；（3）變壓器磁芯雙向?qū)ΨQ磁化，工作在B-H回線得第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯得利用率；（4 ）有源箝位正激變換器得變壓器原邊上得電壓就是就是有規(guī)律得方

4、波，能夠為副邊同步整流管提供有效、簡單得自驅(qū)動電壓信號，因而大大降 低了同步整流電路得復(fù)雜度.Fi g、2 1 LowSid e a c t i v e c lamp c i r c ui t圖22髙邊有源箝位電路Fig. 2-2 Hi g h-S i de active c 1 am p c i rcu i t圖2-1與圖22就是兩種有源箝位正激變換器電路，這兩種電路雖然 瞧上去非常相似，但在工作細(xì)節(jié)得具體實現(xiàn)上還就是存在著不少差別. 本設(shè)計采用得就是如圖21所示得低邊箝位電路在此對這兩種電路得不同 點做一個簡要得分析。（1）箝位電路得構(gòu)成 如圖2 1所示得有源箝位電路由一個P溝道 功率MO

5、 S FET與一個箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在主功率開關(guān)管得兩端，一般 稱之為低邊箝位電路.如圖2-2所示得有源箝位電路曲一個N溝道功率M OSFET與一個箝位電容吊聯(lián)組成，并聯(lián)在變壓器得兩端，稱之為高邊箝位電 路.這兩種電路之所以選用得功率MOSFET得溝道不同，主要就是因為其 內(nèi)部體二極管得導(dǎo)通方向不同。對于相同得電壓與相同得模片區(qū)域，P溝道 功率MOSFET比N溝道功率MOSFET得通態(tài)電阻要更高，通態(tài)損耗要更 大，而且價格也要更貴。（2）箝位電容上得電壓 忽略電路中漏感得影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞 組兩端伏秒積平衡得原理，可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達(dá)式 為：由式（2-1）可知，得表

6、達(dá)式與升壓式（Boost）變換器得輸出電壓表達(dá) 式一樣，因而圖21所示得電路又稱為升壓式箝位電路。同理，可以得到高邊箝位電路中箝位電容電壓：g （2-2）山式（2-2）可知，得表達(dá)式與反激（Flyba c k）變換器得輸出電壓表達(dá)式一 樣，因而圖2-2所示得電路又稱為反激式箝位電路。（3）柵極驅(qū)動得實現(xiàn)方法 箝位電路選擇得不同，對箝位開關(guān)管得柵極 驅(qū)動得要求也就不同。對于高邊箝位電路中得箝位開關(guān)管得驅(qū)動來說，箝位開關(guān)管VT 2要采 用浮驅(qū)動，因而需要通過高邊柵驅(qū)動電路或一個專用得門極驅(qū)動變壓器來實 現(xiàn)。而低邊箝位電路得箝位開關(guān)管為P型管，那么對于它得驅(qū)動來說，只需 要由一個電阻、一個電容與一個

7、二極管組成電平位移電路即可實現(xiàn)。相對于 低邊箝位電路中得箝位開關(guān)管得驅(qū)動設(shè)汁來說，高邊箝位電路中得箝位開關(guān) 管得驅(qū)動相當(dāng)麻煩而且成本也較高。關(guān)于箝位開關(guān)管柵驅(qū)動得具體設(shè)汁方法 將在以后得章節(jié)中進行詳細(xì)地論述。本課題選用得就是低邊箝位電路，主要因為它得箝位開關(guān)管得驅(qū)動電路 相對簡單，不需要外加驅(qū)動變壓器。此外,許多半導(dǎo)體公司已經(jīng)專門針對這種 變換器開發(fā)出了一系列得P溝道功率MOSFET,因而在選取器件時已經(jīng)沒有 了很大得限制.2、2有源箝位正激變換器得工作原理基于上面得分析，本文采用得就是低邊箝位電路，其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如 上圖2-1所示。在圖2-1所示電路中，為主功率開關(guān)管，箝位電容與箝位 開關(guān)

8、管串聯(lián)構(gòu)成有源箝位支路，并聯(lián)在主功率開關(guān)管兩端。為勵磁電感，為 變壓器漏感與外加電感之與。為主功率管、箝位開關(guān)管得輸出電容與變壓器 繞組得寄生電容之與。變壓器得副邊山、構(gòu)成自驅(qū)動得同步整流電路，以減 小開關(guān)得損耗，提高變換器得效率。為輸出濾波電感，為輸出濾波電容.為了簡化分析過程，在分析電路之前先做如下得假設(shè)：(1) 所有功率開關(guān)器件都就是理想得.(2) 箝位電容遠(yuǎn)大于諧振電容。(3) 輸出濾波電感足夠大，則其上得輸出電流不變,可以認(rèn)為就是一個恒 流源，同理，輸出濾波電容足夠大，則其上得輸出電壓不變，為一個恒壓源。(4) 諧振電感遠(yuǎn)小于勵磁電感。(5) 變汗器得初級繞組與次級繞組得匝比為。(6

9、) 為了使主管能完全實現(xiàn)ZVS開通，諧振電感存儲得磁場能大于寄 生電容存儲得電場能。有源箝位正激變換器得主要參數(shù)波形如下圖2-3所示。圖23有源箝位正激變換器得主要參數(shù)波形F ig、 2- 3 Wavef o rms o f a c t i v e c 1 amp forward conv e rt e r圖2-1所示電路在一個開關(guān)周期中可分為1 0個工作模式，其工作過程如下：(1) 工作模式1 () 在時刻，同步整流管得體二極管、換流結(jié)束, 同步整流管導(dǎo)通,輸入能量通過變壓器與整流管傳送到輸出負(fù)載。因為此前 得寄生二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此整流管實現(xiàn)了零電壓開通。在該工作階段 內(nèi),諧振電感與變

10、壓器原邊勵磁電感上得電流在輸入電圧作用下線性增長，這 一時間段得等效電路拓?fù)淙鐖D2-4所示：在這段時間內(nèi)有：0 (2-3)在時刻，主功率開關(guān)管上得驅(qū)動信號消失，關(guān)斷，該工作階段結(jié)束。這 個時間段得長度由變換器得占空比決定.(2) 工作模式2 ()在時刻，主功率開關(guān)管關(guān)斷，在諧振電容得作用下, 主功率管漏源兩端得電壓開始緩慢上升，因而實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。因為變壓 器副邊電壓依然成立，所以副邊同步整流管仍然導(dǎo)通，輸出電流通過整流管. 在該工作階段內(nèi)，諧振電容、諧振電感與勵磁電感一起處于諧振狀態(tài)，這一 時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2 -5所示：N1:N2圖25工作模式2Fig、 25 St a te 2 (

11、)在這一時間段內(nèi)有：b 汕仏)*cose (/_/) +字*sinzin (2-4)cr ()=Kn * 1 - COS (/ - +。( ) * * 血(/ - fj式中：為諧振電路得特征阻抗為諧振電路得角頻率因為諧振電容很小，諧振電路得特征阻抗很大，所以諧振電容兩端得電 壓能迅速增長，因此上式可改寫為：m叫(Wy (J =(2-5)在該階段內(nèi)變壓器原邊繞組上得電壓逐漸減小：。 (2-6)當(dāng)時刻，變壓器兩端得電壓下降到0V,即:，該工作過程結(jié)束。(3) 工作模式3 () 在時刻，副邊同步整流管得寄生二極管與開 始進行換流，變壓器原副邊得電壓都為0V,則此時變壓器原邊激磁電流保持 不變。在該工

12、作階段內(nèi)，諧振電容與諧振電感一起處于諧振狀態(tài)，這一時間段 等效電路拓?fù)淙鐖D2 -6所示，那么在這一時間段內(nèi)有：(27)式中：為諧振電路得特征阻抗為諧振電路得角頻率到時刻，諧振電容上得電丿E諧振到，該諧振階段結(jié)束.從提高效率得角度來講，希望這段時間越短越好，因為輸出電流經(jīng)過得 就是相對高導(dǎo)電阻得同步整流管得體二極管與。(4) 工作模式4()在時刻，箝位開關(guān)管得寄生二極管導(dǎo)通，該工作階 段內(nèi)，激磁電流保持不變，與諧振電感一起進行諧振，變壓器進入磁復(fù)位過程, 因為電流就是正向得，在這個階段可以給箝位管以導(dǎo)通信號，從而使實現(xiàn)零 電壓開通.這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2 -7所示：圖27工作模式4S t

13、a te 1 （）Fig、 2-7在這一時間段內(nèi)有：。(28)3)(0 = ZLr (z3)* cos g (/ - G +:仏* Sin g (f - J*cos% W = vin+ G(G)* z3 sin 馬(r 一 f J + vc 仏)-匕 式中：為諧掘電路得特征阻抗為諧振電路得諧振角頻率當(dāng)時刻，諧振電感上得電流為：，此時上得電流降為0,而上得電流則 上升為負(fù)載電流，體二極管、換流完成，該諧振階段結(jié)束。從提高效率得角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該階段內(nèi)，原邊 電流與副邊電流，都就是通過相對高導(dǎo)電阻得寄生二極管，而不就是低導(dǎo)電 阻得M0S管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗得增加。（5

14、）工作模式5 （）當(dāng)時刻，副邊同步整流管得體二極管、換流結(jié) 束，變壓器原邊電壓升高，變壓器得副邊電壓也隨之升高。當(dāng)副邊電壓大于 同步整流管得門極驅(qū)動電壓時，導(dǎo)通.因為此前就是它得寄生二極管導(dǎo)通，因 而整流管實現(xiàn)了零電壓開通在該階段內(nèi)，箝位電容與諧振電容與激磁電感 與漏電感一起處于諧振狀態(tài)，這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2 8所示：圖28工作模式5Fig、 28 St a te 5()在這一時間段內(nèi)有：*sin9 (0 = ZLr(G)* COS d (4 ) + n4 * 血 (/ -g)0( 2 9 )cr (J = %n + C M*Z4 血- g ) + 陀(4 ) 一 Kn * COS(t

15、 一 -)式中：為諧振電路得特征阻抗， 為諧振電路得諧振角頻率.當(dāng)時刻，諧振電感上得電流諧振到0,即：，箝位電容上得電壓達(dá)到最大 值，該諧振過程結(jié)束。(6)工作模式6 () 當(dāng)時刻，諧振電感上得電流諧振到0,在該工 作階段，箝位電容與諧振電容與激磁電感與漏電感一起處于諧振狀態(tài)。電容 將其儲存得能量回饋到輸入端；副邊輸出電流繼續(xù)流過具有低導(dǎo)電阻得整流 管。這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-9所示：Fig 2- 9 State 6 （）在這一時間段內(nèi)有：（2 1 0 ）式中：諧振電路得特征阻抗為諧振電路得諧振角頻率當(dāng)時刻，箝位開關(guān)管得驅(qū)動脈沖消失，關(guān)斷，該諧振工作階段結(jié)束。（7 ）工作模式7（） 在時

16、刻，箝位開關(guān)管上得驅(qū)動脈沖消失，由于 其結(jié)電容得存在，漏源兩端得電圧就是緩慢上升，因此箝位開關(guān)管實現(xiàn)了零 電壓關(guān)斷.山于副邊耦合電壓仍然成立，因此副邊輸出電流仍然通過具有低導(dǎo) 電阻得同步整流管.在該階段內(nèi)，變壓器原邊勵磁電感、諧振電感與諧振電容 一起處于諧振狀態(tài)，繼續(xù)對變壓器進行磁復(fù)位,諧振電容將其存儲得能量反 饋回輸入端。這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-10所示：圖210工作模式7Fig. 210 State 7 （）在這一時間段內(nèi)有：b () = .(：)* cos 咳(4 ) + ” 一；八 sin (f _ 4)c 1乙 60(21)=匕+。仏)乞血%(.) + %仏)-叮*心(6)1

17、)式中：諧振電路得特征阻抗為諧振電路得諧振角頻率在時刻，該工作過程結(jié)束.(8) 工作模式8()在時刻，諧振電容兩端得電壓諧振到輸入電壓,即：， 副邊同步整流管得體二極管與開始進行換流，變壓器原副邊得電壓都為0 Vo在該階段內(nèi)，諧振電感與諧振電容一起處于諧振狀態(tài)，將其存儲得能量 反饋回輸入端，這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-11所示，在這一時間段內(nèi)有:。 (2-12)式中：為諧振電路得特征阻抗為諧振電路得角頻率。當(dāng)時刻，上得電壓諧振到0V,即：，該諧振過程結(jié)束。從提高效率得角度來講，希望這段時間越短越好，因為輸出電流經(jīng)過得就 是相對高導(dǎo)電阻得同步整流管得體內(nèi)寄生二極管與。(9) 工作模式9 ()在

18、時刻，原邊電流經(jīng)過主功率開關(guān)管得體二極 管，因為同步整流管得體二極管、仍在換流，變壓器原副邊得電壓都被箝位 在0 V,所以，即:諧振電感上得電壓等于。這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2 一 12所示.在這一時間段內(nèi)有：3(2 1 3)在時刻，給主功率管以導(dǎo)通信號，導(dǎo)通，該工作階段結(jié)束，因為此前就 是它得寄生二極管導(dǎo)通，所以主管實現(xiàn)了零電壓開通。Fig、 2 1 2 State 9()從提高效率得角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該階段，不論 就是原邊電流，還就是副邊電流，都就是通過相對高導(dǎo)電阻得寄生二極管, 而不就是低導(dǎo)電阻得MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗損耗得增加.(10) 工作模式10()

19、 在時刻，主功率管導(dǎo)通，在這一階段，同步 整流管得體二極管、繼續(xù)換流，將變壓器得原邊電壓箝位為OV,因此，即 諧振電感上得電壓等于。這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-13所示，那么在 這一時間段內(nèi)有：00 (214)直到時刻，副邊寄生二極管、換流結(jié)束，該諧振階段結(jié)束。從提高效率得角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該工作階段, 輸出電流經(jīng)過得就是具有相對高導(dǎo)通電阻得寄生二極管、，導(dǎo)通損耗較大。2、3主功率開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通得條件分析通過上節(jié)對變換器工作過程得分析，可知:箝位開關(guān)管能夠通過它得寄 生體二極管實現(xiàn)ZVS開通,而主功率管必須通過對電路進行合理設(shè)計才能實 現(xiàn)ZVS開通.以下將分析主功率

20、開關(guān)管實現(xiàn)ZV S開通得條件。(1) 寄生元件得設(shè)定 主功率開關(guān)管能否實現(xiàn)ZVS開通，關(guān)鍵取決于 在它導(dǎo)通之前得工作階段，即上節(jié)介紹得工作模式8,在該工作階段得初始 時刻，即時刻，副邊同步整流管得體二極管與進行換流，變壓器原副邊得 電壓都為0V,在該階段,諧振電感與諧振電容一起處于諧振狀態(tài)，諧振電容將 其存儲得能量反饋回輸入端。為了實現(xiàn)主功率開關(guān)管ZVS開通，主功率管得漏源電壓兩端得必須在 它開通之前能夠降至0V,則需要滿足條件：諧振電感存儲得能量必須大于 諧振電容存儲得能量，即：。 (2-15)式中:為勵磁電流得最大值；為輸入電壓得最大值。(2) 死區(qū)時間得設(shè)定 為了使主功率開關(guān)管與箝位開關(guān)

21、管順利實現(xiàn) 諧振，必須在它們得驅(qū)動脈沖之間加入一定得死區(qū)時間。圖2-14死區(qū)時間得設(shè)泄Fig、 21 4 The d e sign o f dea d time如圖2-14所示，就是主功率管、箝位開關(guān)管驅(qū)動脈沖之間得死區(qū)時間。 為了使主功率管實現(xiàn)ZVS開通,應(yīng)該取足夠大.在實際工程設(shè)計中，最好設(shè)計 在諧振周期得1/4左右.因為這樣不僅能保證諧振電容上得得電壓諧振到零， 而且能保證在諧振電感上得電流反向得時候開通主功率管，從而確保主管實 現(xiàn)ZVS開通。(2-16)2、4基于P spice得電路仿真為了驗證上一節(jié)對有源箝位正激變換器穩(wěn)態(tài)運行時理論分析得正確性， 采用Pspice仿真軟件，對有源箝位

22、正激變換器進行了仿真。仿真結(jié)果如圖2 1 5到222所示。圖2-15主開關(guān)管與箝位開關(guān)管得驅(qū)動信號Fig、 2-15 The GS w aveforms o f main switch and c 1 amp sw i tch圖2J6主開關(guān)管驅(qū)動GS及DS波形Fig、 2-16 The G S and D S waveforms of main sw i tc h圖2-17箝位開關(guān)管驅(qū)動GS及DS波形Fig、2-17 The GS a n d DS waveforms of clamp swi t c h如圖2-15所示：通道一為主功率管得驅(qū)動脈沖，通道二為箝位開關(guān)管 得驅(qū)動脈沖。從圖中可以瞧

23、出，這兩路驅(qū)動脈沖之間有一段死區(qū)時間，在這 段時間內(nèi)，變換器原邊得寄生參數(shù)能夠順利諧振，從而保證主功率管與箝位 開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開通與關(guān)斷.如圖2-16所示:通道一為主功率管得GS波形，通道二為主功率管得 DS波形。從圖中可以瞧出,在主功率管得驅(qū)動脈沖到來之前,DS兩端得電壓 已經(jīng)降為零,因而主功率管實現(xiàn)了零電壓開通；在G S兩端電壓下降到零之 前,DS兩端得電壓一直為零電壓，因而主功率管實現(xiàn)開關(guān)管零電壓關(guān)斷。如圖2-17所示：通道一為箝位開關(guān)管得GS兩端波形，通道二為箝 位開關(guān)管得DS兩端波形.從圖中可以瞧出，在其GS兩端電壓下降到零之 前QS兩端得電壓一直為零電壓，因而箝位開關(guān)管實現(xiàn)開關(guān)管零電壓關(guān)斷; 在箝位開關(guān)管得驅(qū)動脈沖到來之前，其DS兩端得電壓已經(jīng)降為零，因而箝位 開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開通。如圖2-18所示為箝位電容兩端得電壓波形,因為它不可能就是無窮