一步一步精通單端反激式開(kāi)關(guān)電源

1、一步一步精通單端反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 目錄系統(tǒng)應(yīng)用需求3步驟1_確定應(yīng)用需求3步驟2_根據(jù)應(yīng)用需求選擇反饋電路和偏置電壓vb3步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓vmin和vmax，并基于輸入電壓和po選擇輸入存儲(chǔ)電容cin的容量33.1、選擇輸入存儲(chǔ)電容cin的容量33.2、確定最小和最大直流輸入電壓vmin和vmax3步驟4_輸入整流橋的選擇3步驟5_確定發(fā)射的輸出電壓vor以及鉗位穩(wěn)壓管電壓vclo3步驟6_對(duì)應(yīng)相應(yīng)的工作模式及電流波形設(shè)定電流波形參數(shù)kp：當(dāng)kp1時(shí)，kp=krp;當(dāng)kp1時(shí)，kp=kdp3步驟7_根據(jù)vmin和vor確定dmax3步驟8_計(jì)算初級(jí)峰值電流ip、輸入平均電流

2、iavg和初級(jí)rms電流irms3步驟9_基于ac輸入電壓，vo、po以及效率選定mos管芯片3步驟10_設(shè)定外部限流點(diǎn)降低的ilimit降低因數(shù)ki3步驟11_通過(guò)ip和ilimit的比較驗(yàn)證mos芯片選擇的正確性3步驟12_計(jì)算功率開(kāi)關(guān)管熱阻選擇散熱片驗(yàn)證mos芯片選擇的正確性3步驟13_計(jì)算初級(jí)電感量lp3步驟14_選擇磁芯和骨架，再?gòu)拇判竞凸羌艿臄?shù)據(jù)手冊(cè)中得到，al，和bw的參考值3步驟15_設(shè)定初級(jí)繞組的層數(shù)l以及次級(jí)繞組圈數(shù)ns（可能需要經(jīng)過(guò)迭代的過(guò)程）3步驟16_計(jì)算次級(jí)繞組圈數(shù)ns以及偏置繞組圈數(shù)nb3步驟17_確定初級(jí)繞組線徑參數(shù)od、dia、awg3步驟18_步驟23-檢查

3、。如果有必要可以通過(guò)改變l、或磁芯/骨架的方法對(duì)其進(jìn)行迭代，知道滿足規(guī)定的范圍3步驟24 確認(rèn)4200高斯。如有必要，減小限流點(diǎn)降低因數(shù)ki3步驟25 計(jì)算次級(jí)峰值電流isp3步驟26 計(jì)算次級(jí)rms電流isrms3步驟27 確定次級(jí)繞組線徑參數(shù)ods、dias、awgs3步驟28 確定輸出電容的紋波電流iripple3步驟29 確定次級(jí)及偏置繞組的最大峰值反向電壓pivs,pivb3步驟30 參照表8，基于vor及輸出類(lèi)型選擇初級(jí)鉗位電路中使用的鉗位穩(wěn)壓管以及阻斷二極管3步驟31 根據(jù)表9選擇輸出整流管3步驟32 輸出電容的選擇3步驟33 后級(jí)濾波器電感l(wèi)和電容c的選擇3步驟34 從表10選

4、擇偏置繞組的整流管3步驟35 偏置繞組電容的選擇3步驟36 控制極引腳電容及串聯(lián)電阻的選擇3步驟37 根據(jù)圖3、4、5及6中所示的參考反饋電路的類(lèi)型，選用相應(yīng)的反饋電路元件3步驟38 環(huán)路動(dòng)態(tài)補(bǔ)償設(shè)計(jì)3系統(tǒng)應(yīng)用需求交流輸入最小電壓：vacmin，單位v交流輸入最大電壓：vacmax，單位v交流輸入電壓頻率：fl，單位hz開(kāi)關(guān)頻率：fs，單位khz輸出電壓：vo，單位v輸出電流：io，單位a電源效率：負(fù)載調(diào)整率：si損耗分配因子：z空載功率損耗：p_no_load，單位mw輸出紋波電壓：vripple，單位mv步驟1_確定應(yīng)用需求交流輸入最小電壓：vacmin交流輸入最大電壓：vacmax輸入（

5、vac ）vacmin（v）vacmax（v）寬電壓范圍85265230或115倍壓整流195265自定義自定義自定義交流輸入電壓頻率：fl50hz或者60hz，詳見(jiàn)世界電網(wǎng)頻率表。本例設(shè)計(jì)取50hz開(kāi)關(guān)頻率：fs大于20khz，常用50khz200khz，由mosfet芯片決定。例top246y開(kāi)關(guān)頻率頻率為66khz/132khz,本例設(shè)計(jì)取132khz輸出電壓：vo，本例設(shè)計(jì)取32v輸出電流：io，本例設(shè)計(jì)取1.9a電源效率：低電壓（5v以下）輸出時(shí)，效率可取75%；中等電壓（5v到12v之間）輸出時(shí)，可選80%；高壓（12v以上）輸出時(shí)，效率可取85%；可參考mosfet芯片廠商數(shù)據(jù)手

6、冊(cè)建議，如果沒(méi)有更好的參考依據(jù)，可以使用80%本例設(shè)計(jì)取85%負(fù)載調(diào)整率：si參考產(chǎn)品規(guī)格書(shū)，top246y提供4重負(fù)載調(diào)整率：10%，2.5%，1%，0.2%本例取0.2%損耗分配因子：z，如果z = 1，說(shuō)明所有損耗都在次級(jí)側(cè)。如果z = 0，說(shuō)明所有損耗都在初級(jí)側(cè)。如果沒(méi)有更好的參考數(shù)據(jù)，可以使用z = 0.5?？蛰d功率損耗：p_no_load，可參考mosfet芯片廠商數(shù)據(jù)手冊(cè)建議，本例取520mw輸出紋波電壓：vripple，小于200mv步驟2_根據(jù)應(yīng)用需求選擇反饋電路和偏置電壓vb以top246y為例：步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓vmin和vmax，并基于輸入電壓和po選擇

7、輸入存儲(chǔ)電容cin的容量3.1、選擇輸入存儲(chǔ)電容cin的容量輸入濾波電容器容量的選擇（簡(jiǎn)單估算）為降低整流濾波器的輸出紋波，輸入濾波電容器的容量ci必須選的合適。令每單位輸出功率(w)所需輸入濾波電容器容量(f)的比例系數(shù)為k，當(dāng)交流電壓u=85265v時(shí)，應(yīng)取k=(23)fw；當(dāng)交流電壓u=230v(115)時(shí)，應(yīng)取k=1fw。輸入濾波電容器容量的選擇方法詳見(jiàn)附表l，po為開(kāi)關(guān)電源的輸出功率。輸入濾波電容器容量的選擇（準(zhǔn)確計(jì)算）準(zhǔn)確計(jì)算輸入濾波電容器容量的方法輸入濾波電容的容量是開(kāi)關(guān)電源的一個(gè)重要參數(shù)。ci值選得過(guò)低，會(huì)使uimin值大大降低，而輸入脈動(dòng)電壓ur卻升高。但ci值取得過(guò)高，會(huì)增

8、加電容器成本，而且對(duì)于提高uimin值和降低脈動(dòng)電壓的效果并不明顯。公式1： wt = t =公式2：電容放電過(guò)程中放掉的能量q = 1/2*cin*u2=1/2*c-1/2*c=1/2*c-】又 q = pin*() = po/*()所以： q = 1/2*c-】=po/*() cin = 對(duì)于正常輸入電壓范圍：輸入電壓為ac195-265v，那么最低輸入電壓為ac195v，在該輸入電壓的情況下，整流后輸出電壓峰值一般為195*2=275v，輸入電容的選擇一般根據(jù)整流后最低輸出電壓來(lái)計(jì)算，如果我們考慮整流后最低輸出電壓為240v，則有由1951.414sinwt=240，可以計(jì)算wt=61,

9、可以計(jì)算出在單個(gè)脈動(dòng)周期內(nèi)，tc=1.6ms,放電時(shí)間為8.4ms；c = = 64 * 10-6f = 64uf= 1*po 對(duì)于寬輸入電壓范圍：輸入電壓為ac85-265v，那么最低輸入電壓為ac85v，在該輸入電壓的情況下，整流后輸出電壓峰值一般為85*2=120v，輸入電容的選擇一般根據(jù)整流后最低輸出電壓來(lái)計(jì)算，如果我們考慮整流后最低輸出電壓為90v，則有由851.414sinwt=90，可以計(jì)算wt=49,可以計(jì)算出在單個(gè)脈動(dòng)周期內(nèi)，tc=2.3ms,放電時(shí)間為7.7ms；c = = 171 * 10-6 f = 171uf（23）*po綜上：設(shè)計(jì)合理。一般設(shè)計(jì)時(shí)，設(shè)定橋式整流管連續(xù)

10、導(dǎo)通時(shí)間tc = 3ms，則放電時(shí)間為7ms；3.2、確定最小和最大直流輸入電壓vmin和vmax考慮到鋁電解電容 20%的容量誤差和容量會(huì)隨著時(shí)間推移逐漸減少，根據(jù)上面計(jì)算再綜合考慮選擇合適的電容容量后，就可以確定最小和最大直流輸入電壓vmin和vmax了。同理由以上公式2變形公式得：最小直流輸入電壓vmin = 其中所用單位分別為伏特、瓦特、赫茲、秒及法拉第。計(jì)算最大直流輸入電壓vmax = 2*vacmax步驟4_輸入整流橋的選擇50hz交流電壓經(jīng)過(guò)全波整流后變成脈動(dòng)直流電壓u1，再通過(guò)輸入濾波電容得到直流高壓u1。在理想情況下，整流橋的導(dǎo)通角本應(yīng)為180度（導(dǎo)通范圍從0度180度），但

11、由于濾波電容器c的作用，僅在接近交流峰值電壓處的很短時(shí)間內(nèi)，才有輸入電流經(jīng)過(guò)整流橋?qū)充電。50hz交流電的半周期時(shí)間為10ms，整流橋的導(dǎo)通時(shí)間tc3ms，其導(dǎo)通角僅為54度（導(dǎo)通范圍是35度90度）。因此，整流橋?qū)嶋H通過(guò)的是窄脈沖電流。橋式整流濾波電路的原理如圖1(a)所示，整流濾波電壓及整流電流的波形分別如圖1(b)和1(c)所示。整流橋的主要參數(shù)有反向峰值電壓ubr(v),正向壓降uf(v),平均整流電流id(a),正向峰值浪涌電流ifsm(a),最大反向漏電流ir(ua)。整流橋的反向擊穿電壓ubr應(yīng)滿足下式要求：ubr1.25*2*umax（1）舉例說(shuō)明，當(dāng)交流輸入電壓范圍是851

12、32v時(shí)，umax=132v，由式（1）計(jì)算出ubr=233.3v,可選耐壓400v的成品整流橋。需要指出，假如用4只硅整流管來(lái)構(gòu)成整流橋，整流管的耐壓值還應(yīng)進(jìn)一步提高。譬如可選1n4007(1a/1000v)、1n5408(3a/1000v)型塑封整流管。這是因?yàn)榇祟?lèi)管子的價(jià)格低廉，且按照耐壓值“寧高勿低”的原則，能提高整流橋的安全性與可靠性。選擇平均整流電流iavg。方法一：設(shè)交流輸入有效值電流為irms，計(jì)算irms的公式如下： irms = （2）式中，po為開(kāi)關(guān)電源的輸出功率，min為交流輸入電壓的最小值，為開(kāi)關(guān)電源的功率因數(shù)，允許=0.50.7。由于整流橋?qū)嶋H通過(guò)的不是正弦波電流，

13、而是窄脈沖電流，因此整流橋的平均整流電流idvo+* vmax, vor越高，輸出二極管的反向電壓越小，二極管損耗越大。vor越高，變壓器匝比越大,輸出二極管的反向電壓越高；vor越高，增加變壓器的漏感，降低效率，emi增大；原因：npns = vorvo+vd ,vor越高，變壓器匝比越大，變壓器漏感越大，損耗越大，導(dǎo)致效率降低；vor大于135v，容易把開(kāi)關(guān)管擊穿，vor小于80v容易引起開(kāi)關(guān)管在啟動(dòng)時(shí)的保護(hù)。原因： dmax=又 iavg = = ip/2*dmax（dcm模式）dmax越小，ip越大，容易引起開(kāi)關(guān)管在啟動(dòng)時(shí)的過(guò)流保護(hù)。5.2 確定rcd+z鉗位的大小注意： vrcd是計(jì)

14、算出理論值，再通過(guò)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行調(diào)整，使得實(shí)際值與理論值相吻合 vrcd必須大于vor的1.3倍（如果小于1.3倍，則主mos管的vd值選擇就太低了） mos管vd應(yīng)當(dāng)小于vdc的2倍（如果大于2倍，則主mos管的vd值就過(guò)大了） 如果vrcd的實(shí)測(cè)值小于vor的1.2倍，那么rcd吸收回路就影響電源效率。 vrcd是由vrcd1和vor組成的 rcd吸收回路的r值越小，開(kāi)關(guān)電源的效率越低；r值越大，mos功率管有可能被擊穿。1.測(cè)量變壓器的初級(jí)漏感l(wèi)ik初級(jí)繞組的漏感量可以通過(guò)測(cè)試來(lái)獲得，常用方法是，短路各個(gè)次級(jí)繞組測(cè)試此時(shí)的初級(jí)繞組的感量，這個(gè)值就是初級(jí)繞組的漏感量。需要注意的是，測(cè)試頻率應(yīng)采用

15、變換器的工作頻率。當(dāng)然，批量生產(chǎn)時(shí)不可能采取逐個(gè)測(cè)試的方法，這時(shí)，可確定一個(gè)百分比來(lái)估計(jì)整個(gè)批次的漏感值，這個(gè)百分比通常是在1%-5%2.確定設(shè)計(jì)的電源的開(kāi)關(guān)頻率fs3.確定正確的峰值初級(jí)電流ip4.確定初級(jí)mosfet 所允許的總電壓，并根據(jù)以下公式計(jì)算v maxclamp = vmosfetmax - vacmax * 2（注釋?zhuān)航ㄗh至少應(yīng)維持低于 mosfet 的20%的電壓裕量，以滿足瞬態(tài)電壓要求。對(duì)于通用輸入設(shè)計(jì)，建議v maxclamp 200 v 。v maxclamp不應(yīng)小于約 1.5*vor 。）5.確定箝位電路的電壓紋波vdelta（注釋?zhuān)航ㄗh典型值應(yīng)為 vmaxclamp

16、的10% 。）6.根據(jù)以下公式計(jì)算箝位電路的最小電壓：v minclamp = v maxclamp - v delta7.根據(jù)以下公式計(jì)算箝位電路的平均電壓vclamp：v clamp = v maxclamp - v delta/28.根據(jù)以下公式計(jì)算漏感中貯存的能量：ell = 12*lik*ip29.根據(jù)以下公式估算箝位中的能量耗散e clamp：1.5w pout 50w e clamp = 0.8*ell50w pout 90w e clamp = ell90w pout e clamp = ell*（vclampvclamp-vor）（注釋?zhuān)哼B續(xù)輸出功率12*lik*fs16.應(yīng)

17、使用快速或超快恢復(fù)二極管，將其用作箝位電路中的阻斷二極管。（注釋?zhuān)涸谟行┣闆r下，使用標(biāo)準(zhǔn)恢復(fù)二極管有助于提高電源效率及 emi 性能。用作此用途的標(biāo)準(zhǔn)恢復(fù)二極管必須列明指定的反向恢復(fù)時(shí)間。使用這種二極管時(shí)應(yīng)特別注意，確保其反向恢復(fù)時(shí)間低于可接受的限值。如果未經(jīng)全面評(píng)估，不建議批準(zhǔn)基于標(biāo)準(zhǔn)恢復(fù)二極管的設(shè)計(jì)。）17. 阻斷二極管的峰值反向電壓值應(yīng)大于：1.5*vmaxclamp18. 阻斷二極管的正向反復(fù)峰值電流額定值應(yīng)大于ip ，如果數(shù)據(jù)手冊(cè)中未提供該參數(shù)，則平均正向電流額定值應(yīng)大于：0.5*ip（注釋?zhuān)憾O管的平均正向電流額定值可指定為較低值，它主要受熱性能的約束。應(yīng)在穩(wěn)態(tài)工作期間及最低輸入電

18、壓條件下測(cè)量阻斷二極管的溫度，以確定其額定值是否正確。散熱性能、元件方位以及最終產(chǎn)品外殼都會(huì)影響到二極管的工作溫度。）步驟6_對(duì)應(yīng)相應(yīng)的工作模式及電流波形設(shè)定電流波形參數(shù)kp：當(dāng)kp1時(shí)，kp=krp;當(dāng)kp1時(shí)，kp=kdpkp用以表征開(kāi)關(guān)電源的工作模式(連續(xù)、非連續(xù))。連續(xù)模式時(shí)kp小于1，非連續(xù)模式kp大于等于1. kp較小，意味著更為連續(xù)的工作模式和較大的初級(jí)電感量，且初級(jí)的ip和irms值較小，此時(shí)可選用較小功率的mosfet，但高頻變壓器體積相對(duì)要大；反之，當(dāng)選取的kp較大時(shí)，表示連續(xù)性較差，此時(shí)高頻變壓器體積相對(duì)較小，但需要較大功率的功率開(kāi)關(guān)。在輸入電壓和輸出功率相同時(shí)，連續(xù)模式

19、的初級(jí)電感量大約是不連續(xù)模式的4倍。設(shè)計(jì)成連續(xù)模式，初級(jí)電路中的交流成分要比不連續(xù)模式少，可減小mosfet和高頻變壓器的損耗，提高電源效率，但工作環(huán)路穩(wěn)定性不好控制，許多設(shè)計(jì)師寧可采用非連續(xù)狀態(tài)（kp=1.0）設(shè)計(jì)，這樣控制環(huán)路較容易穩(wěn)定。當(dāng)采用topswitch時(shí)，由于建立了環(huán)路的補(bǔ)償，使它能利用一個(gè)簡(jiǎn)單的外部rc網(wǎng)絡(luò)來(lái)穩(wěn)定環(huán)路，而不受工作狀態(tài)影響。對(duì)于kp的選取需要根據(jù)實(shí)際不斷調(diào)整取最佳。當(dāng)kp1，kp=krp，連續(xù)模式，見(jiàn)圖9. kp=krp=irip,其中ir為初級(jí)紋波電流，而ip為初級(jí)峰值電流。當(dāng)kp1，kp=kdp，斷續(xù)模式，見(jiàn)圖10.其中kp表示電流連續(xù)的程度，kp=kdp=，

20、由伏秒積定律得， vor*t=(vmin-vds)*d*t t=vmin-vds*d*tvor帶入上式得kp=kdp=vor*(1-dmax)vmin-vds*dmax對(duì)于kp的選取，一般由最小值選起，即當(dāng)電網(wǎng)入電壓為100 vac/115 vac或者通用輸入時(shí)，kp=0.4;當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓為230 vac時(shí)，取kp=0.6，非連續(xù)模式設(shè)計(jì)當(dāng)中，設(shè)定kp=1，kp值必須在表5所規(guī)定的范圍之內(nèi)。下面從幾個(gè)方面來(lái)討論兩種模式的優(yōu)缺點(diǎn)。1 功率元器件的選擇在dcm模式下,初級(jí)電流和次級(jí)電流的大小是ccm模式下的兩倍多,大的峰值電流需要電流應(yīng)力比較高的mosfet和二極管,這樣勢(shì)必會(huì)增加元器件的成本,

21、因此如果從功率元器件的選擇方面來(lái)進(jìn)行比較的話,選擇ccm模式會(huì)比dcm模式占優(yōu)勢(shì)。2 變壓器體積。從鐵心窗口面積與截面積的乘積的比值可以看出,dcm模式下的反激式變壓器要比ccm模式下的反激式變壓器小很多。但是在實(shí)際應(yīng)用中,由于dcm模式下的磁密變化幅度比ccm模式下的要大,如圖3所示,所以其鐵心的鐵損也更大。因此在上面鐵心窗口面積與截面積的乘積公式的計(jì)算時(shí),對(duì)于dcm模式,最大磁密bm的取值必須要更小一些。實(shí)際的dcm模式下的變壓器會(huì)比ccm模式下的小,但是沒(méi)有理論公式計(jì)算的那么小。(3)輸出濾波器lc的大小。dcm模式有較大的次級(jí)峰值電流,開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)刻,所有的次級(jí)大電流流入電容c,假設(shè)其

22、等效串聯(lián)電阻為resr,這將產(chǎn)生窄而高的輸出電壓尖峰ip(np/ns)resr。而通常來(lái)說(shuō),電源是以有效值或峰-峰基值來(lái)規(guī)定輸出電壓紋波要求的,尖峰的寬度通常小于0.5ls(隨時(shí)間常數(shù)resr不同而不同),因此這樣的高尖峰的有效值很小。當(dāng)選用大容量輸出濾波電容時(shí),電流很容易滿足有效值紋波要求,但電源會(huì)輸出危害很大的尖峰電壓。因此,通常要在反激式變換器后面加小型的lc濾波器。因?yàn)樵赿cm模式下有較高的尖峰電壓,所以需要lc值較大的濾波器以達(dá)到滿足紋波要求的目的。dcm模式較大容量的lc濾波器需要占用較大的體積,這在一定程度上縮小了反激式開(kāi)關(guān)電源工作在dcm模式和ccm模式下體積大小的差距(4)從

23、其它方面來(lái)分析。除了可以從上面的因素來(lái)分析兩種模式對(duì)開(kāi)關(guān)電源的影響之外,還可以從損耗以及emi等方面來(lái)分析。譬如,由于dcm模式下初級(jí)和次級(jí)電流都比較大,同等條件下的損耗會(huì)相應(yīng)的增大,以至于降低開(kāi)關(guān)電源的效率。步驟7_根據(jù)vmin和vor確定dmax連續(xù)模式(kp1)。 dmax = 斷續(xù)模式(kp1)。 dmax = 步驟8_計(jì)算初級(jí)峰值電流ip、輸入平均電流iavg和初級(jí)rms電流irms輸入平均電流iavg = 連續(xù)模式(kp1)。iavg=(ip-ir)+ir/2*d =ip-kp*ip+kp*ip/2*d =(1-kp/2)*ip*d得，峰值電流ip=有效值又叫“方均根值”-先進(jìn)行“

24、方”（平方）運(yùn)算，把其化為功率；再進(jìn)行“均”（平均），在一個(gè)周期內(nèi)進(jìn)行功率平均；最后進(jìn)行“根”（平方根）運(yùn)算，計(jì)算出有效值。設(shè)一周期電流i(t)通過(guò)電阻r，由于電流是變化的，各瞬間功率i(t)2r不同，在極短時(shí)間dt內(nèi)產(chǎn)生熱量為i(t)2r dt,在一個(gè)周期t內(nèi)產(chǎn)生的熱量為0ti(t)2r dt,如果通過(guò)電阻r，經(jīng)過(guò)時(shí)間t產(chǎn)生相等熱量的直流電流的大小為i,則有0ti(t)2r dt=irms2rt irms=0ti(t)2 dtt = 0toni(t)2 dtt得，初級(jí)rms電流irms=ip*dmax*(kp23-kp+1)斷續(xù)模式(kp1)。此時(shí)，i1=0，則峰值電流ip=初級(jí)rms電流i

25、rms = dmax*ip23步驟9_基于ac輸入電壓，vo、po以及效率選定mos管芯片步驟10_設(shè)定外部限流點(diǎn)降低的ilimit降低因數(shù)ki如果應(yīng)用要求有很高的效率，可以使用比實(shí)際所需更大的mos管芯片，在外部將芯片限流點(diǎn)il i m i t 降低，從而可以利用其較低的rds(on)來(lái)提高效率。ilimit(min) =缺省ilimit(min）*kiilimit(max)=缺省ilimit(max）*ki步驟11_通過(guò)ip和ilimit的比較驗(yàn)證mos芯片選擇的正確性當(dāng)ki= 1.0，應(yīng)滿足ip 0.96 x ilimit(min)。當(dāng)ki 1.0，應(yīng)滿足ip 0.94 x ilimit

26、(min)。一般選擇ip滿足 ip 0.9* ilimit(min)，這是因?yàn)楦邷貢r(shí)極限電流最小值會(huì)減小10%，為使器件有更高的可靠性工作范圍而留有余量。如有必要選擇更大型號(hào)的mos管芯片。步驟12_計(jì)算功率開(kāi)關(guān)管熱阻選擇散熱片驗(yàn)證mos芯片選擇的正確性在低電網(wǎng)輸入電壓時(shí)，計(jì)算topswitch的導(dǎo)通的損耗：pir =* rds(on)(100高溫下）在低電網(wǎng)電壓條件下計(jì)算topswitch的開(kāi)關(guān)損耗 pcxt： * cxt * ( vmax+ vor)2* fs+式中 cxt是漏極的外部結(jié)電容。作為總損耗的函數(shù)，可用下式來(lái)計(jì)算的topswitch結(jié)點(diǎn)溫度：rja （tj - ta）/ pd那

27、么：rja （tj - ta）/ pd tj - tapir+ pcxt其中，tj表示芯片的允許結(jié)溫，ta表示工作環(huán)境溫度，rja表示允許的總熱阻。rja = rjc + rcs + rsarja的大小與管芯的尺寸封裝結(jié)構(gòu)有關(guān)，一般可以從器件的數(shù)據(jù)資料中找到。rcs的大小與安裝技術(shù)和器件的封裝有關(guān)，對(duì)于to220封裝，一般用2左右，rsa為合適的散熱片熱阻。如果散熱片尺寸比較大或無(wú)法實(shí)現(xiàn)，那么應(yīng)當(dāng)選用更大功率的topswitch結(jié)點(diǎn)溫度，如果有必要減少功耗，可用較大的topswitch來(lái)檢驗(yàn)熱溫升限制。步驟13_計(jì)算初級(jí)電感量lp連續(xù)模式(kp1)。由于在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，從原邊到副邊的傳遞能量

28、，僅在于12*lp*ip2和12*lp*(ip-kp*ip)2之差。如果z=1.0，所有的損耗都在副邊；如果z=0，則所有的損耗都在原邊。z是副邊損耗與總損耗的比例值。如果沒(méi)有更好的參數(shù)信息，應(yīng)當(dāng)取z=0.5。lp = * 其中的單位分別為微亨、瓦特、安培及赫茲。斷續(xù)模式(kp1)。lp = * 其中的單位分別為微亨、瓦特、安培及赫茲。原邊電感量pl也可用如下參數(shù)的函數(shù)來(lái)確定：脈動(dòng)電流ri、有效原邊電壓)(dsminvv-、最大占空比maxd、開(kāi)關(guān)頻率sf，參見(jiàn)式（338）。但由于損耗分配因數(shù)z和topswitch導(dǎo)通時(shí)漏極到源極電壓dsv的選擇值不同，將會(huì)引起原邊電感量的少量差異。上面給出的

29、儲(chǔ)能方程式用電感值pl，而下面給出的脈動(dòng)電流方程式，是檢驗(yàn)電路測(cè)量pl值的方法之一：lp(measured) = (vmin-vds)*dmaxip*fs * 106步驟14_選擇磁芯和骨架，再?gòu)拇判竞凸羌艿臄?shù)據(jù)手冊(cè)中得到，al，和bw的參考值磁芯是制造高頻變壓器的重要組成，設(shè)計(jì)時(shí)合理、正確地選擇磁芯材料、參數(shù)、結(jié)構(gòu)，對(duì)變壓器的使用性能和可靠性，將產(chǎn)生至關(guān)重要的影響。高頻變壓器磁芯只工作在磁滯回線的第一象限。在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)只儲(chǔ)存能量，而在截止時(shí)向負(fù)載傳遞能量。因?yàn)殚_(kāi)關(guān)頻率為 100 khz，屬于比較高的類(lèi)型，所以選擇材料時(shí)選擇在此頻率下效率較高的鐵氧體。方法一：依據(jù)功率選擇適合的磁芯方法二：由

30、估算公式選擇適合的磁芯 = 0.15依據(jù)計(jì)算出的磁芯截面積，通過(guò)查找磁芯的規(guī)格書(shū)來(lái)選擇最適合的磁芯，一般可按下表：小型化開(kāi)關(guān)電源可選低成本的ee或ei型（二者截面積相同）磁芯；多路輸出宜采用efd型磁芯，因?yàn)槟芴峁┹^大的窗口以便容納多個(gè)次級(jí)繞組；大功率開(kāi)關(guān)電源適配efd型（圓中心柱）磁芯；一般不用環(huán)形、pot、rm磁芯，因?yàn)樾孤洞艌?chǎng)較大。選定磁芯后，查出磁芯以下參數(shù)，用于下面的計(jì)算：磁芯有效截面積sj，即有效磁通面積；磁芯的有效磁路長(zhǎng)度l；磁芯在不留間隙時(shí)與匝數(shù)相關(guān)的等效電感al；骨架寬度b；方法三：基于ap法選擇磁芯ap表示磁心有效截面積與窗口面積的乘積。計(jì)算公式為ap=aw*ae(1) 式

31、中，ap的單位是cm4；aw為磁心可繞導(dǎo)線的窗口面積(cm2 )；ae為磁心有效截面(cm2),aesj=cd，sj為磁芯幾何尺寸的截面積，c為舌寬，d為磁芯厚度。根據(jù)計(jì)算出的ap值，即可查表找出所需磁芯型號(hào)。下面介紹將ap法用于開(kāi)關(guān)電源高頻變壓器設(shè)計(jì)時(shí)的公式推導(dǎo)及驗(yàn)證方法。1高頻變壓器電路的波形參數(shù)分析開(kāi)關(guān)電源的電壓及電流波形比較復(fù)雜，既有輸入正弦波、半波或全波整流波，又有矩形波(pwm波形)、鋸齒波(不連續(xù)電流模式的一次側(cè)電流波形)、梯形波(連續(xù)電流模式的一次側(cè)電流波形)等。高頻變壓器電路中有3個(gè)波形參數(shù)：波形系數(shù)(k )，波形因數(shù)( )，波峰因數(shù)( )。1) 波形系數(shù)在變壓器原邊加一隨時(shí)

32、間變化的電壓u1,它會(huì)產(chǎn)生一個(gè)流過(guò)原邊繞組的電流i1。這個(gè)電流就會(huì)在磁芯中產(chǎn)生一個(gè)磁通，假設(shè)全部通過(guò)磁芯并全部通過(guò)副邊繞組。則磁芯中的磁通量就會(huì)在副邊繞組感應(yīng)出一個(gè)電壓u2和電流i2。u1=-n1*d/dt u2=-n2*d/dt u1/u2=n1/n2為便于分析，在不考慮銅損的情況下給高頻變壓器的輸入端施加交變的正弦波電流，在一次、二次繞組中就會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)e。根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，e =n 桅bdt= nd(absinwt)dt = nabwcoswt。其中b是通過(guò)電路的磁通量，單位為韋伯，n為繞組匝數(shù)，a為變壓器磁心的截面積，b為交變電流產(chǎn)生的磁感應(yīng)強(qiáng)度，角頻率w=2兀f。正弦波的電

33、壓有效值為u = 22 x nab x 2兀f = 2兀nabf = 4.44nabf在開(kāi)關(guān)電源中定義正弦波的波形系數(shù)kf=2兀=444。利用傅里葉級(jí)數(shù)不難求出方波的波形系數(shù)kf = x = 4。2) 波形系數(shù)kf為便于對(duì)方波、矩形波、三角波、鋸齒波、梯形波等周期性非正弦波形進(jìn)行分析，需要引入波形因數(shù)的概念。在電子測(cè)量領(lǐng)域定義的波形因數(shù)與開(kāi)關(guān)電源波形系數(shù)的定義有所不同，它表示有效值電壓(urms)與平均值電壓( u)之比，為便于和kf區(qū)分，這里用小寫(xiě)的kf表示，有公式:kf= urms/u以正弦波為例， = = 1.111這表明，kf =4kf，二者相差4倍。開(kāi)關(guān)電源6種常見(jiàn)波形的參數(shù)見(jiàn)表l:

34、因方波和梯形波的平均值為零，故改用電壓均絕值|u|來(lái)代替。對(duì)于矩形波，t表示脈沖寬度，丁表示周期，占空比d=tt。2 用ap法（面積乘機(jī)法）選擇磁芯的公式推導(dǎo)令一次繞組的有效值電壓為u1，一次繞組的匝數(shù)為np，所選磁心的交流磁通密度為bac，磁通量為，開(kāi)關(guān)周期為t，開(kāi)關(guān)頻率為f，一次側(cè)電流的波形系數(shù)為kf，磁心有效截面積為ae(單位是cm2 )，有關(guān)系式 = np*bacaekfdt*10-4 = npbacaekff*10-4考慮kf=4kf關(guān)系式之后，可推導(dǎo)出（5）同理，設(shè)二次繞組的有效值電壓為us，二次繞組的匝數(shù)為ns，可得（6）設(shè)繞組的電流密度為j（單位是acm2 )，導(dǎo)線的截面積為s

35、=ij。令高頻變壓器的窗口面積利用系數(shù)為kw，一次、二次繞組的有效值電流分別為，繞組面積被完全利用時(shí)kwaw = np*i1j + ns*i2j即 aw = npkw*i1j + nskw*i2j（8）再將(5)式和(6)式代入(8)式中整理后得到 aw = u1i1+usi24kwjbacaekff*104（cm2） ap= aw*ae = u1i1+usi24kwjbacaekff*104*ae = pi+po4kwjbackff*104 (10)高頻變壓器的視在功率表示一次繞組和二次繞組所承受的總功率，即s=pi+po。因電源效率，故pi+po =。帶入（10）式最終得到ap= *104

36、（cm4）(11)這就是ap法選擇磁心的基本公式。下面將從工程設(shè)計(jì)的角度對(duì)(1 1)式做深入分析和適當(dāng)簡(jiǎn)化，重點(diǎn)是對(duì)式中的kf、bac。參數(shù)做進(jìn)一步推導(dǎo)。開(kāi)關(guān)電源一次側(cè)的電壓波形可近似視為矩形波，即kf=tt = 1d = 1d；但一次側(cè)的電流波形不是矩形波，而是鋸齒波(工作在不連續(xù)電流模式dcm)或梯形波(工作在連續(xù)電流模式c cm)。不連續(xù)電流模式和連續(xù)電流模式的一次側(cè)電流波形分別如圖1(a)、(b)所示。以不連續(xù)電流模式為例，一次側(cè)電流波形是周期性通、斷的鋸齒波，僅在功率開(kāi)關(guān)管(mosfet)導(dǎo)通期間，一次側(cè)出現(xiàn)鋸齒波電流；在功率開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間，一次側(cè)電流為零。令導(dǎo)通時(shí)間為ton，開(kāi)關(guān)周

37、期為t， d=tont。對(duì)于周期性通、斷的鋸齒波，一次側(cè)電流的波形因數(shù)可用表示，有關(guān)系式t = kfd = 1.155d在連續(xù)電流模式下一次側(cè)電流波形為周期性通、斷的梯形波，其波形因數(shù)比較復(fù)雜。一種簡(jiǎn)單方法是先按照不連續(xù)電流模式選擇磁心，然后適當(dāng)增加磁心尺寸，以便通過(guò)增大一次繞組的電感量，使開(kāi)關(guān)電源工作在連續(xù)電流模式。磁心的交流磁通密度）可根據(jù)最大磁通密度(bm)來(lái)求出，對(duì)于反激式開(kāi)關(guān)電源，計(jì)算公式為bac= bmkrpz (13)式中，krp為脈動(dòng)系數(shù)，它等于一次側(cè)脈動(dòng)電流ir與峰值電流ip的比值；在連續(xù)電流模式時(shí)krp1；不連續(xù)電流模式時(shí)krp=l。z為損耗分配系數(shù)，它表示二次側(cè)的損耗與總

38、功耗的比值，在極端情況下，z=0表示全部損耗發(fā)生在一次側(cè)，此時(shí)負(fù)載開(kāi)路；z=1則表示全部損耗發(fā)生在二次側(cè)，此時(shí)負(fù)載短路。一般情況下取z=05，因此bac=05bmkrp。將1.155d和bac=05bmkrp一并代人式(11)中，整理后得到ap= *104（cm4） (14)這就是ap法選擇磁心的實(shí)用公式。式(14)是按照單極性變壓器的繞組電流及輸出功率推導(dǎo)出來(lái)的，適用于單端正激式或反激式高頻變壓器的設(shè)計(jì)。式中，ap的單位為cm4，po的單位為w。電流密度一般取j=200600acm2 (即26amm2 )。窗口面積的利用系數(shù)一般取kw = 0304。如高頻變壓器有多個(gè)繞組，就應(yīng)計(jì)算全部繞組的

39、匝數(shù)與對(duì)應(yīng)電流的乘積之和。進(jìn)一步分析可知，對(duì)于不連續(xù)電流模式(krp=1)，式(14)可簡(jiǎn)化為ap= *104（cm4） (15)對(duì)于連續(xù)電流模式(krp1)，假定krp =08，式(14)可簡(jiǎn)化為ap= *104（cm4） (16)對(duì)于單端正激式高頻變壓器而言，最大占空比dmax05。如選擇實(shí)際占空比d=04，電源效率=80，窗口面積利用系數(shù)kw=04，j = 400acm2，則式(14)可簡(jiǎn)化為 ap= aw*ae= 152pobmkrpf (17) 式(15)(17)都是根據(jù)不同電路結(jié)構(gòu)和指定參數(shù)簡(jiǎn)化而來(lái)的，當(dāng)實(shí)際參數(shù)改變時(shí)，計(jì)算結(jié)果會(huì)有誤差。更為準(zhǔn)確的方法是采用式(14)計(jì)算。推而廣之

40、，可總結(jié)出下述規(guī)律：第一，在輸出功率相同的條件下，全橋和半橋式變換器所需高頻變壓器的體積最小，單端正激式變壓器的體積最大；第二，在輸出功率相同的條件下，連續(xù)電流模式的ap值要大于不連續(xù)電流模式，這表明連續(xù)電流模式所需高頻變壓器的體積較大，而不連續(xù)電流模式所需高頻變壓器體積較?。坏谌?，上述公式均未考慮磁心損耗、磁心材料存在的差異、磁心損耗隨開(kāi)關(guān)頻率及環(huán)境溫度升高而增大等因素，因此僅供選擇磁心時(shí)參考。3 用ap法（面積乘機(jī)法）選擇磁芯的驗(yàn)證設(shè)計(jì)一個(gè)輸出功率為80w的反激式通用開(kāi)關(guān)電源模塊，要求交流輸入電壓為175265v，輸出為+32v、2.5a。采用ap法選擇磁心，已知= 80，po=80w，k

41、w=035，d=0.33；對(duì)于反激式開(kāi)關(guān)電源，bm值應(yīng)介于0203t之間，現(xiàn)取bm=02t，krp=1，f=132khz，一并代入式 (14)中得到ap= *104= 0.639（cm4）若按經(jīng)驗(yàn)公式 =015pm進(jìn)行估算，可得ae=134cm2 ;根據(jù)ap=0.639（cm4），從表中查出與之接近的最小磁心規(guī)格為ei30，其ap=0.91（cm4），考慮到磁心損耗等因素，至少應(yīng)選擇ei33型磁心，此時(shí)ap=1.58（cm4）；根據(jù)ae=134cm2，從表中查出與之接近的最小磁心規(guī)格為ei33，其ae=1.43（cm2）；由此可見(jiàn)，采用兩種方法所得到的結(jié)果是基本吻合的。為滿足在寬電壓范圍內(nèi)對(duì)輸

42、出功率的要求，本例實(shí)際選擇ei40型磁芯。步驟15_設(shè)定初級(jí)繞組的層數(shù)l以及次級(jí)繞組圈數(shù)ns（可能需要經(jīng)過(guò)迭代的過(guò)程）方法一：l取值從l=2開(kāi)始（在整個(gè)迭代過(guò)程中保持1.0l2.0）:從ns=0.6圈/伏特開(kāi)始；可能都需要迭代的過(guò)程。方法二：np=lp*ip/bm*ae=lp*ip/(bs-br)*ae步驟16_計(jì)算次級(jí)繞組圈數(shù)ns以及偏置繞組圈數(shù)nb二極管正向電壓：對(duì)超快速pn結(jié)二極管選取0.7v；對(duì)于肖特基二極管選取0.5v；設(shè)定輸出整流管正向電壓vd;設(shè)定偏置繞組整流管正向電壓vdb;計(jì)算次級(jí)繞組圈數(shù)。np=ns*vorvo+vdnb=ns*vb+vdbvo+vd步驟17_確定初級(jí)繞組線

43、徑參數(shù)od、dia、awg以毫米為單位的初級(jí)繞組用線的外徑。od=l*(bw-2*m)np其中l(wèi)為初級(jí)繞組的層數(shù)；bw為以毫米為單位的骨架寬度；m為以毫米為單位的安全邊距寬度；確定初級(jí)繞組用線的裸線導(dǎo)體直徑dia以及初級(jí)用線awg規(guī)格。步驟18_步驟23-檢查。如果有必要可以通過(guò)改變l、或磁芯/骨架的方法對(duì)其進(jìn)行迭代，知道滿足規(guī)定的范圍設(shè)定安全邊距m。如果使用安全邊距的變壓器結(jié)構(gòu)則取值為3mm；如果次級(jí)使用三層絕緣線則取值為零；最大磁通密度：3000bm2000，以高斯為單位；或者0.3bm0.2，以特斯拉為單位。其中單位分別為高斯、安培、微亨以及平方厘米。以毫米為單位的氣隙長(zhǎng)度：lg，一般0

44、.1（氣隙太小，工藝不好做，氣隙太大，漏磁增加，emi風(fēng)險(xiǎn)加大）其中單位為平方厘米，以圓密耳安培為單位的初級(jí)繞組電流密度：500cma200。cma= x (100025.4)2其中dia為裸線導(dǎo)體直徑，以毫米為單位。根據(jù)表7通過(guò)改變l、ns、磁芯或骨架進(jìn)行迭代。步驟24 確認(rèn)4200高斯。如有必要，減小限流點(diǎn)降低因數(shù)kibp = ilimit(max)ip x bm確認(rèn)4200高斯(0.42特斯拉)，避免變壓器在開(kāi)機(jī)和輸出過(guò)載時(shí)出現(xiàn)飽和。如有必要，降低ki，直至4200高斯。步驟25 計(jì)算次級(jí)峰值電流isp x npns步驟26 計(jì)算次級(jí)rms電流isrms連續(xù)模式isrms= isp*斷續(xù)

45、模式(kp1)。isrms= isp*1-dmax3*kp 步驟27 確定次級(jí)繞組線徑參數(shù)ods、dias、awgs以毫米為單位的次級(jí)繞組用線的外徑。=bw-2*mns以毫米為單位的次級(jí)繞組用線裸線導(dǎo)體的直徑。其中cmas為以圓密耳安培為單位的次級(jí)繞組電流密度。使用200的cmas值可以計(jì)算出最小的線徑?；谶x定繞制次級(jí)繞組的標(biāo)準(zhǔn)線。如果所用線的裸線導(dǎo)體直徑在132 khz應(yīng)用當(dāng)中大于27 awg或者66 khz應(yīng)用當(dāng)中大于25 awg，則建議使用多股細(xì)線并繞的方式繞制次級(jí)繞組，這樣可以減小集膚效應(yīng)的影響。步驟28 確定輸出電容的紋波電流iripple輸出電容的紋波電流。其中io為輸出直流電流

46、步驟29 確定次級(jí)及偏置繞組的最大峰值反向電壓pivs,pivb次級(jí)繞組最大峰值反向電壓 + (vmax* nsnp)偏置繞組最大峰值反向電壓 + (vmax* nbnp)步驟30 參照表8，基于vor及輸出類(lèi)型選擇初級(jí)鉗位電路中使用的鉗位穩(wěn)壓管以及阻斷二極管步驟31 根據(jù)表9選擇輸出整流管從步驟29中得出，而而io=povo。步驟32 輸出電容的選擇在105度及100khz頻率下紋波電流的規(guī)格：必須大于等于步驟28中得到的esr規(guī)格：使用低esr的電解電容。輸出開(kāi)關(guān)紋波電壓等于isp*esr，其中。舉例：步驟33 后級(jí)濾波器電感l(wèi)和電容c的選擇步驟34 從表10選擇偏置繞組的整流管從步驟19

47、中得出，而步驟35 偏置繞組電容的選擇使用0.1 mf、50 v的瓷片電容。步驟36 控制極引腳電容及串聯(lián)電阻的選擇控制極引腳電容：4 7 u f 、1 0 v 的低成本電解電容(不要使用低esr的電容)。串聯(lián)電阻：6.8 、1/4 w的電阻 (如果kp 1，比如非連續(xù)模式，則不需要此電阻)。步驟37 根據(jù)圖3、4、5及6中所示的參考反饋電路的類(lèi)型，選用相應(yīng)的反饋電路元件適用的參考反饋：在步驟2中進(jìn)行確定。步驟38 環(huán)路動(dòng)態(tài)補(bǔ)償設(shè)計(jì)38.1 、tl431工作條件tl431工作條件：在選擇電阻時(shí)必須保證通過(guò)陰極的電流要大于1ma圖(1)是tl431的典型接法，輸出一個(gè)固定電壓值，計(jì)算公式是：vo

48、ut=(r1+r2)*2.5/r2，r212.5k歐。r2的取值，r2的值不是任意取的，要考慮兩個(gè)因素：1）431參考輸入端的電流，一般此電流為2ua左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過(guò)電阻r6的電流為參考段電流的100倍以上，所以此電阻要小于2.5v/200ua=12.5k.2)待機(jī)功耗的要求，如有此要求，在滿足12。5k的情況下盡量取大值。同時(shí)r3的數(shù)值應(yīng)該滿足1ma(vcc-vout)/r3（150ma）當(dāng)r1取值為0的時(shí)候，r2可以省略，這時(shí)候電路變成圖(2)的形式，tl431在這里相當(dāng)于一個(gè)2.5v穩(wěn)壓管。利用tl431還可以組成鑒幅器，如圖(3)，這個(gè)電路在

49、輸入電壓 vin (r1+r2)*2.5/r2 的時(shí)候輸出vout為高電平，反之輸出接近2v的電平。需要注意的是當(dāng)vin在(r1+r2)*2.5/r2附近以微小幅度波動(dòng)的時(shí)候，電路會(huì)輸出不穩(wěn)定的值。tl431可以用來(lái)提升一個(gè)近地電壓，并且將其反相。如圖(4)，輸出計(jì)算公式為： vout = ( (r1+r2)*2.5 - r1*vin )/r2。特別的，當(dāng)r1 = r2的時(shí)候，vout = 5 - vin。這個(gè)電路可以用來(lái)把一個(gè)接近地的電壓提升到一個(gè)可以預(yù)先設(shè)定的范圍內(nèi)，唯一需要注意的是tl431的輸出范圍不是滿幅的。tl431自身有相當(dāng)高的增益（我在仿真中粗略測(cè)試，有大概46db），所以可以

50、用作放大器。圖(5)顯示了一個(gè)用tl431組成的直流電壓放大器，這個(gè)電路的放大倍數(shù)由r1和rin決定，相當(dāng)于運(yùn)放的負(fù)反饋回路，而其靜態(tài)輸出電壓由r1和r2決定。這個(gè)電路的優(yōu)點(diǎn)在于，它結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，精度也不錯(cuò)，能夠提供穩(wěn)定的靜態(tài)特性。缺點(diǎn)是輸入阻抗較小，vout的擺幅有限。圖(6)是交流放大器，這個(gè)結(jié)構(gòu)和直流放大器很相似，而且具有同樣的優(yōu)缺點(diǎn)從topswitch的技術(shù)手冊(cè)可以看出，為了線性調(diào)節(jié)pwm，控制端電流ic應(yīng)控制在2.66.6ma之間，ic的大小是受控于線性光耦pc817a前端的發(fā)光二極管的電流強(qiáng)度，一般選取接近100%的ctr，根據(jù)ltv817a的技術(shù)參數(shù)，當(dāng)后端三極管集射電流ic為4ma左右變化時(shí)，二極管的電流在3ma左右，而集射電壓在很寬的范圍內(nèi)線性變化，符合top管的控制要求，因此可以確定選pc817a的二極管正向電流if為3ma