第六章-數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)

1、第六章 數(shù)字頻帶傳輸 Digital Frequency band Transport 第第 6 章章數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng) 6.1二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制與解調(diào)原理 6.2二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能 6.3二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)的性能比較 6.4多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制系統(tǒng) 數(shù)字調(diào)制的基本概念 調(diào)制：用基帶信號改變載波的一個(gè)或某幾個(gè)參 量，使載波參量隨基帶信號的變化而變化。 模擬調(diào)制：對載波信號的參量進(jìn)行連續(xù)調(diào)制， 在接收端則對調(diào)制參量連續(xù)估值。 數(shù)字調(diào)制：對載波信號的一個(gè)或某幾個(gè)參量進(jìn) 行離散變換，用其離散狀態(tài)表征基帶信號信 息，接收端則對信號參量進(jìn)行離散估值。 對載波的基本參量，如幅度、頻率、相位

2、 調(diào)制，可以派生多種形式。已有29種之多。 數(shù)字調(diào)制的一般原理 S1(t) S2(t) Sn(t) Q1(t) Q2(t) Qn(t) 載波 集合 多進(jìn)制數(shù) 字序列 二進(jìn)制數(shù) 字序列 數(shù)字調(diào)制方式 二（多）進(jìn)制振幅鍵控（2ASK）調(diào)制 二（多）進(jìn)制移頻鍵控（2FSK）調(diào)制 二（多）進(jìn)制移相鍵控（2PSK）調(diào)制 由以上三種調(diào)制方式可組合成多種調(diào)制 方式，近29種之多。 不同特性的信道，采用不同的調(diào)制方式 可改善通信系統(tǒng)性能，獲得最佳效果。 s(t) s(t) t s(t) tt 1 0 01 1 0 0 11 0 01 t2ASK (a) 2FSK t t 2PSK 0 0 (c) f1f2 f

3、2f1 (b) 正弦載波的三種鍵控波形 (a)振幅鍵控；(b)頻移鍵控；(c)移相鍵 控。 幾中基本的調(diào)制信號示意圖 6.1 二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制與解調(diào)原理二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制與解調(diào)原理 6.1.1二進(jìn)制振幅鍵控（二進(jìn)制振幅鍵控（2ASK） 振幅鍵控是正弦載波的幅度隨數(shù)字基帶信號而變化的數(shù) 字調(diào)制。 當(dāng)數(shù)字基帶信號為二進(jìn)制時(shí)，則為二進(jìn)制振幅鍵控。 設(shè) 發(fā)送的二進(jìn)制符號序列由0、1序列組成，發(fā)送0符號的概率 為P，發(fā)送1符號的概率為1P，且相互獨(dú)立。 2ASK可應(yīng)用于相位敏感信道的通信！ s(t) = an g(t nTS ) n 其中: 發(fā)送概率為P 發(fā) 送概率為1P1 Ts是二進(jìn)制基帶信號時(shí)間間隔，g(

4、t)是持續(xù)時(shí)間為Ts的 矩形脈沖: TS 0 其他 an 0 1 g (t ) 0 二進(jìn)制符號序列可表示為 二進(jìn)制振幅鍵控信號可表示為 e2 ASK an g(t nTS ) cos wct n 2ASK信號的時(shí)間波形e2ASK(t)隨二進(jìn)制基帶信號s(t)通斷變 化， 所以又稱為通斷鍵控信號（OOK信號）。 1、2ASK信號的數(shù)學(xué)表示 圖 6 2 二進(jìn)制振幅鍵控信號時(shí)間波型 s(t) 111 Tb 0001 t 載 波 信 號 t 2ASK信號 t 2、2ASK調(diào)制信號波形 注意：一個(gè)碼元時(shí)間內(nèi)包含的載波周期數(shù)！ Ts3Tc 圖 6-3 二進(jìn)制振幅鍵控信號調(diào)制器原理框圖 乘 法 器 cos

5、ct e2ASK(t) (a) cos ct s(t) e2ASK(t) (b) s(t) 3、2ASK信號的實(shí)現(xiàn)方法 模擬方法 數(shù)字調(diào)制 開 關(guān) 電 路 怎樣獲得2ASK信 號？ 圖 6 4 二進(jìn)制振幅鍵控信號解調(diào)器原理框圖 e2 A SK(t) 帶通 濾波器 全波 整流器 低通 濾波器 抽樣 判決器 輸出 abcd 定時(shí) 脈沖 (a) e2 A SK(t) 帶通 濾波器 相乘器 低通 濾波器 抽樣 判決器 定時(shí) 脈沖 輸出 cos ct (b) 4、2ASK解調(diào)方法 非相干解調(diào) 相干解調(diào)或 同步解調(diào) 載波恢復(fù) 半波檢波器 R C D 圖 6 - 52ASK信號非相干解調(diào)過程的時(shí)間波形 11

6、100000101 a b c d S(t) LPF 檢波 判決 BPF 2ASK信號的功率譜密度信號的功率譜密度 二進(jìn)制振幅鍵控信號表示式與雙邊帶調(diào)幅信號時(shí)域表示式類 似。若二進(jìn)制基帶信號s(t)的功率譜密度Ps(f)為 2 m= p(s) = fs p(1 p) G( f ) 2 +fs (1 p)G(mfs ) ( f mfs ) 5、2ASK信號的功率譜密度 e2 ASK s(t) cos(ct ) an g(t nTS ) cos(wct ) n 初始相位 2 24 2 ASK2 ASK scc scs Re Ee(t)e(t ) 2 ASK Es(t)s(t )Ecos(ct )

7、cos(ct ) R ( ) 1 cos Ecos (t t 2 ) R ( ) 1 cos 1 R ( )e j e j 求自相關(guān)函數(shù)： 再作傅立葉變換，得到 二進(jìn)制振幅鍵控信號的功率譜密度P2ASK(f)為 整理后可得 22 16 2 ASKcc cScS P ( f ) = TS sin ( f + fc )TS+ sin ( f fc ) + 1 ( f + f ) + ( f f ) 16( f + f )T( f f )T 式中用到P=1/2，fs=1/Ts。 P2 ASK ( f ) 1 4Ps ( f fc ) Ps ( f fc ) c 1 16 fs| G( f f ) |

8、2 | G( f f ) |2 2 s 1 16 f | G (0) |2 ( f f ) ( f f ) cc 連續(xù)譜 由基帶信號波形g(t)確定 離散譜 由載波分量確定 圖 6-192ASK信號的功率譜密度示意圖 2fsfcfsfcfc fsfc 2fsOfc 2fsfcfsfcfc fsfc 2fsf 0 dB P2ASK( f ) 帶寬B2ASK是基帶信號波形帶寬的兩倍 即B2ASK=2B。 ST(t)= uT(t) 發(fā)送“1”符號 0發(fā)送 “ 0”符號 6.2.1二進(jìn)制振幅鍵控二進(jìn)制振幅鍵控(2ASK)系統(tǒng)的抗噪聲性能系統(tǒng)的抗噪聲性能 對二進(jìn)制振幅鍵控信號可采用包絡(luò)檢波法進(jìn)行解調(diào)，也

9、 可以采用同步檢測法進(jìn)行解調(diào)。但兩種解調(diào)器結(jié)構(gòu)形式不 同， 因此，抗噪性能不同，分析方法也不同。下面將分別針 對兩種解調(diào)方法進(jìn)行分析。 1. 同步檢測法的系統(tǒng)性能同步檢測法的系統(tǒng)性能 對2ASK系統(tǒng)，在一個(gè)碼元的時(shí)間間隔Ts內(nèi)，發(fā)送端輸 出的信號波形ST(t)為 其中： uT(t)= A coswct 0 0t b) = 2 2 b n nn x 2 2 22 = 1 dx = 1 erfc( b)exp 系統(tǒng)總的誤碼率為將“1”符號判為“0”符號的錯(cuò)誤概率 與將“0”符號判為“1”符號的錯(cuò)誤概率的統(tǒng)計(jì)平均，即 e b f0 (x)dx b P = P(1)P(0 1) + P(0)P(1 0

10、) = P(1) f1 (x)dx + p(0) 圖 6 24同步檢測時(shí)誤碼率的幾何表示 xabb*O f (x) P (1) f1(x) 0 P (0) f (x) 最佳判決門限也可通過求誤碼率Pe關(guān)于判決門限b的最 小值的方法得到，令 (6.2 - 16) 可得 即(6.2 - 17) 將式(6.2 - 11)和式(6.2 - 12)代入式(6.2 - 17)可得 化簡上式可得 p = 0 e b n n p(1) 2 2 2 2 2 exp (b ) P (1) f1 (b*) P (0) f0 (b*) 0 P(1) f1 (b*) P(0) f0 (b*) nnn p(0) p(1)

11、2 2 2 2 (b )2(b a)2 exp =exp b* a 2 上式就是所需的最佳判決門限。 當(dāng)發(fā)送的二進(jìn)制符號“1”和“0”等概出現(xiàn)， 即P(1)=P(0) 時(shí)， 最佳判決門限b*為 b* a 2 上式說明，當(dāng)發(fā)送的二進(jìn)制符號“1”和“0”等概時(shí)， 最 佳判決門限b*為信號抽樣值的二分之一。 時(shí)，對2ASK信號采用同步檢測法進(jìn)行解調(diào)時(shí)的誤碼 率Pe為 (6.2-20) 為信噪比。 當(dāng)大信噪比時(shí)，式(6.2 - 20)可近似 表示為 當(dāng)發(fā)送的二進(jìn)制符號“1”和“0”等概， 且判決門限取b 1 * 2 1r Pe erfc 24 n a 2 式中, r 2 2 e 1 r r P e 4

12、 2. 包絡(luò)檢波法的系統(tǒng)性能包絡(luò)檢波法的系統(tǒng)性能 包絡(luò)檢波法解調(diào)過程不需要相干載波，比較簡單。包絡(luò) 檢波法的系統(tǒng)性能分析模型如圖 6 - 25 所示。接收端帶通濾 波器的輸出波形與相干檢測法的相同，即 發(fā)送“1”符號 發(fā)送“0”符號 包絡(luò)檢波器能檢測出輸入波形包絡(luò)的變化。包絡(luò)檢波器 輸入波形y(t)可進(jìn)一步表示為 ccsc a n (t)cos t n (t) sin t, y(t) n c (t) cosct ns (t) sin ct, 圖 6 25包絡(luò)檢波法的系統(tǒng)性能分析模型 發(fā) 送 端信 道 帶 通 濾 波 器 包 絡(luò) 檢 波 器 抽 樣 判 決 器 輸 出 Pe 定 時(shí) 脈 沖 V(

13、t)y(t)yi(t)sT(t) ni(t) LPF 當(dāng)發(fā)送“1”符號時(shí)， 包絡(luò)檢波器的輸出波形V(t)為 V (t ) = a + n (t )2 + n 2 (t ) cs V (t ) = n 2 (t ) + n 2 (t ) cs 在kTs時(shí)刻包絡(luò)檢波器輸出波形的抽樣值為 n 2 (t ) + n 2 (t ) , cs V = a + n (t )2 + n 2 , cs 發(fā)送“1”符號 當(dāng)發(fā)送“0”符號時(shí)，包絡(luò)檢波器的輸出波形V(t)為 發(fā)送“0”符號 由第 2 章隨機(jī)信號分析可知，發(fā)送“1”符號時(shí)的抽樣值 是廣義瑞利型隨機(jī)變量；發(fā)送“0”符號時(shí)的抽樣值是瑞利型 隨機(jī)變量，它們的

14、一維概率密度函數(shù)分別為 n 2 n 2 N vaV (v2 +a2 ) / 2a2 f1 (v) =I0 ()e n n v v2 / 22 f0 (v) = 2 e 式中，2n為窄帶高斯噪聲n(t)的方差。 Rice分布 Relly分布 ： 判決規(guī)則 若樣值V判決門限b， 則判決接收為“1”； 若樣值V1， 所以同步檢測法解調(diào)時(shí)系統(tǒng) 總的誤碼率為 4 2 e r 4 r r P = 1 erfc 1 e = 1 e8.138 = 2.89105 3.141632.55 信噪比為 (2) 包絡(luò)檢波法解調(diào)時(shí)系統(tǒng)總的誤碼率為 r Pe 1 e 4 2 1 e8.138 2 1.46 104 比較兩

15、種方法解調(diào)時(shí)系統(tǒng)總的誤碼率可以看出，在大 信噪比的情況下，包絡(luò)檢波法解調(diào)性能接近同步檢測法解 調(diào)性能。 在二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制中，若正弦載波的頻率隨二進(jìn)制基帶信 號在f1 和f2 兩個(gè)頻率點(diǎn)間變化，則產(chǎn)生二進(jìn)制移頻鍵控信號 （2FSK信號）。 1、信號表示、信號表示 二進(jìn)制移頻鍵控信號可以看成是兩個(gè)不同載波的二進(jìn)制振 幅鍵控信號的疊加。 若二進(jìn)制基帶信號的1符號對應(yīng)于載波頻 率f1，0符號對應(yīng)于載波頻率f2，則二進(jìn)制移頻鍵控信號的時(shí)域 表達(dá)式為 e 2F SK(t)=ang(tn TS)cos(w1t+n)+bng(tnTS)cos(w2t+n) nn 6.1.2二進(jìn)制移頻鍵控二進(jìn)制移頻鍵控2FSK

16、 圖 6- 6 二進(jìn)制移頻鍵控信號的時(shí)間波形 a 1011001 t ak s(t) t s(t)b t t c d et tf gt2FSK信 號 2、波形 (6.1 - 6) an=0,發(fā)送概率為P 1,發(fā)送概率為1-P bn=0,發(fā)送概率為1-P 1,發(fā)送概率為P bn是an的反碼，即若an=1，則bn=0， 若an=0，則bn=1。n和 n分別代表第n個(gè)信號碼元的初始相位。在二進(jìn)制移頻鍵控 信號中，n和n不攜帶信息，通?？闪頽和n為零。因 此，二進(jìn)制移頻鍵控信號的時(shí)域表達(dá)式可簡化為 e2 FSK (t) =an g(t nTS ) cos w1t +an g(t nTS )cos w2

17、t nn 圖 6 7 數(shù)字鍵控法實(shí)現(xiàn)二進(jìn)制移頻鍵控信號的原理圖 振 蕩 器 1 f1 選 通 開 關(guān) 反 相 器 基 帶 信 號 選 通 開 關(guān) 振 蕩 器 2 f2 相 加 器 2FSK e(t) 3、2FSK實(shí)現(xiàn)方法 二進(jìn)制移頻鍵控信號的解調(diào)方法很多，如 模擬鑒頻法， 數(shù)字檢測法， 非相干解調(diào)方法，相干解調(diào)方法。 其解調(diào)原理是將二進(jìn)制移頻鍵控信號分解為上下兩路 二進(jìn)制振幅鍵控信號，分別進(jìn)行解調(diào)，通過對上下兩路的 抽樣值進(jìn)行比較最終判決出輸出信號。 4、2FSK信號的解調(diào) 圖 6 8 二進(jìn)制移頻鍵控信號解調(diào)器原理圖 e2 F S K(t) 帶通濾波器 1 包絡(luò) 檢波器 抽樣 判決器 輸出定時(shí)

18、脈沖 帶通濾波器 包絡(luò) 檢波器 (a) e2 F S K(t) 帶通濾波器 1 低 通 濾波器 抽樣 判決器 輸出定時(shí)脈沖 帶通濾波器 低通 濾波器 相乘器 相乘器 cos 1t cos 2t (b) (a) 非相干解調(diào); (b) 相干解調(diào) LPF LPF 11100000101 2FSK信 號 圖 6-92FSK非相干解調(diào)過程的時(shí)間波形 限 幅 e2FSK(t) ab 微 分 c 整 流 d 脈沖 形 成 低 通 ef 輸 出 (a) a b c d e 過零檢測法原理圖和各點(diǎn)時(shí)間波形 2.2FSK信號的功率譜密度信號的功率譜密度 對相位不連續(xù)的二進(jìn)制移頻鍵控信號，可以看成由兩個(gè)不 同載波的

19、二進(jìn)制振幅鍵控信號的疊加，其中一個(gè)頻率為f1，另 一個(gè)頻率為f2。因此，相位不連續(xù)的二進(jìn)制移頻鍵控信號的功 率譜密度可以近似表示成兩個(gè)不同載波的二進(jìn)制振幅鍵控信號 功率譜密度的疊加。 相位不連續(xù)的二進(jìn)制移頻鍵控信號的時(shí)域表達(dá)式為 e2 FSK (t) s1 (t) cos1t s2 (t) cos2t 根據(jù)二進(jìn)制振幅鍵控信號的功率譜密度，我們可以得到 二進(jìn)制移頻鍵控信號的功率譜密度P2FSK(f)為 令概率P=1/2， 將二進(jìn)制數(shù)字基帶信號的功率譜密度公式 代入式可得 2222 2Fsk p = TS sin ( f + f1)TS + sin ( f f1)TS +TS sin ( f +

20、f1)TS+ sin ( f f1)TS 16( f + f1)TS( f f1)TS16( f + f2 )TS( f f2 )TS 1122 16 1 ( f f ) ( f f ) ( f f ) ( f f ) 1122 44 2 FSKs1s1s2s2 P( f ) 1 P ( f f ) P ( f f ) 1 P ( f f ) P ( f f ) 相位不連續(xù)的二進(jìn)制移頻鍵控信號的功率譜由離散譜和連續(xù) 譜所組成 離散譜位于兩個(gè)載頻f1和f2處； 連續(xù)譜由兩個(gè)中心位于f1和 f2處的雙邊譜疊加形成； 若兩個(gè)載波頻差小于fs，則連續(xù)譜 在fc處出現(xiàn)單峰； 若載頻差大于fs，則連續(xù)譜出

21、現(xiàn)雙峰。 若以二進(jìn)制移頻鍵控信號功率譜第一個(gè)零點(diǎn)之間的頻率間隔 計(jì)算二進(jìn)制移頻鍵控信號的帶寬，則該二進(jìn)制移頻鍵控信號 的帶寬B2FSK為 其中 fs=1/Ts。 B2 FSK| f2 f1 | 2 fs 圖 6 20 相位不連續(xù)2FSK信號的功率譜示意圖 fc = ( f1 2 f ) /2 h = ( f2f1 ) /RB h = 0.5 h = 0.7 h = 1.5 fc 1.5RBfcRBfc 0.5RBfcfc 0.5RBfc RBfc 1.5RBf 由 6.1 節(jié)分析可知，對2FSK信號解調(diào)同樣可以采用同步 檢測法和包絡(luò)檢波法，下面分別對兩種方法的解調(diào)性能進(jìn)行 分析。 1. 同步檢

22、測法的系統(tǒng)性能同步檢測法的系統(tǒng)性能 2FSK信號采用同步檢測法性能分析模型如圖 6 - 26 所 示。 在碼元時(shí)間寬度Ts區(qū)間，發(fā)送端產(chǎn)生的2FSK信號可表示 為 發(fā)送“1”符號 發(fā)送“0”符號 1T T u (t), S (t) u 0 T (t), 6 .2.2二進(jìn)制移頻鍵控二進(jìn)制移頻鍵控(2FSK)系統(tǒng)的抗噪聲性能系統(tǒng)的抗噪聲性能 圖 6 262 FSK信號采用同步檢測法性能分析模型 發(fā) 送 端信 道 帶 通 濾 波 器 1 相 乘 器 抽 樣 判 決 器 輸 出 Pe 定 時(shí) 脈 沖 y1(t) i y (t) sT(t) ni(t) 低 通 濾 波 器 1 x (t) 帶 通 濾 波

23、 器 2 相 乘 器 低 通 濾 波 器 y2(t) x2(t) 2cos 1t 2 2cos t 其中: 0tTs 其他(6.2 - 42) 0tTs 其他(6.2 - 43) 式中，1和2分別為發(fā)送“1”符號和“0”符號的載波角 頻率，Ts為碼元時(shí)間間隔。在(0, Ts)時(shí)間間隔，信道輸出合成 波形yi(t)為 1 1T A cos t, u (t) 0, 2 0T A cos t, u(t) 0, 式中，ni(t)為加性高斯白噪聲，其均值為零，方差為2。 在圖 6 - 26 中，解調(diào)器采用兩個(gè)帶通濾波器來區(qū)分中心頻 率分別為1和2的信號。中心頻率為1的帶通濾波器只允 許中心頻率為1的信號

24、頻譜成分通過，而濾除中心頻率為2 的信號頻譜成分；中心頻率為2的帶通濾波器只允許中心頻 率為2的信號頻譜成分通過，而濾除中心頻率為1的信號頻 譜成分。 發(fā)送“1”符號 發(fā)送“0”符號 2 e r p = 1 erfc 2 在大信噪比條件下， 1 r e 2r 2 pe = 2 i i Ku1 T (t) ni (t)a cos1t ni (t), y (t) Ku (t) n (t) a cos t n (t), 0Ti 2FSK同步解調(diào)抗噪性能 假定在（0,Ts)時(shí)間內(nèi)發(fā)送的是“1”，則進(jìn)入抽樣判決 器進(jìn)行比較的兩路波形分別為 x1 (t) a n1c (t) x2 (t) n2c (t)

25、1判為0的錯(cuò)誤概率為 2 0 0 1 2 2 z edz ( za ) / 2 2z pe1 = P(x1 x2 ) = P(a + n1 ) n2 = P(a + n1 ) n2 0 = Pz 0 其中2 = (z z)2 = 22 zn =f (z)dz = r = 1 erfc 2 0判為1的概率與此完全相同！ 2FSK同步解調(diào)抗噪性能 若等概率發(fā)送1和發(fā)送0，則總誤碼率為 2 e r p = 1 erfc 2 2 e 1 2r r pe = 在大信噪比時(shí)， 圖6-27 2FSK 信號采用包絡(luò)檢測波法解調(diào)性能分析 發(fā) 送 端信 道 帶 通 濾 波 器 1 包 絡(luò) 檢 波 器 抽 樣 判

26、決 器 輸 出 Pe 定 時(shí) 脈 沖 y1(t) i y (t) sT(t) ni(t) V1(t) 帶 通 濾 波 器 2 包 絡(luò) 檢 波 器 y2(t) V2(t) 2. 包絡(luò)檢波法的系統(tǒng)性能包絡(luò)檢波法的系統(tǒng)性能 LPF LPF 在大信噪比條件下，2FSK信號采用包絡(luò)檢波法解 調(diào)性能與同步檢測法解調(diào)性能接近， 同步檢測法性能 較好。 n a 2 2 2 r = 2 2 e p = 1 e 0 f2 (V2 )dV2 dV1 V2 =V1 = Pe2 大信噪比時(shí)，可得 r pe1 = P(V1 V2 ) = f1 (V1 ) V1是Rice分布，V2是瑞利分 布。 (6.1 - 9) 其中,

27、 an與2ASK和2FSK時(shí)的不同，在2PSK調(diào)制中，an應(yīng)選擇 雙極性，即 an= n 在二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制中，當(dāng)正弦載波的相位隨二進(jìn)制數(shù)字 基帶信號離散變化時(shí)，則產(chǎn)生二進(jìn)制移相鍵控(2PSK)信號。 通常用已調(diào)信號載波的 0和 180分別表示二進(jìn)制數(shù)字基 帶信號的 1 和 0。 二進(jìn)制移相鍵控信號的時(shí)域表達(dá)式為 1、信號表示 e2 PSK (t) =a n g(t nTs )cos ct 1, -1, 發(fā)送概率為P 發(fā)送概率為1-P 二進(jìn)制移相鍵控二進(jìn)制移相鍵控 2PSK 若g(t)是脈寬為Ts, 高度為1的矩形脈沖時(shí)，則有 e2PSK(t)=cosct, -cosct, 發(fā)送概率為P 發(fā)送概

28、率為1-P 當(dāng)發(fā)送二進(jìn)制符號1時(shí)，已調(diào)信號e2PSK(t)取0相位，發(fā)送二 進(jìn)制符號0時(shí)，e2PSK(t)取180相位。若用n表示第n個(gè)符號 的絕對相位，則有 n=0, 180, 發(fā)送 1 符號 發(fā)送 0 符號 這種以載波的不同相位直接表示相應(yīng)二進(jìn)制數(shù)字信號的 調(diào)制方式，稱為二進(jìn)制絕對移相方式。 圖 6 11 二進(jìn)制移相鍵控信號的時(shí)間波形 Ts A t O A 2、波形 11000011 s(t) 碼 型 變 換 雙 極 性 不 歸 零 乘 法 器 e2PSK(t) cos ct (a) cos ct 0 開 關(guān) 電 路 e2PSK(t) 180 移 相 s(t) (b) 帶 通 濾 波 器

29、e2PSK(t) a 相 乘 器 c 低 通 濾 波 器 d b e 抽 樣 判 決 器 輸 出 c cos t 定 時(shí) 脈 沖 2PSK信號的解調(diào)原理圖 3、實(shí)現(xiàn)原理 圖 6 -142PSK信號相干解調(diào)各點(diǎn)時(shí)間波形 10 a 110100 b c d e 解調(diào)波形 0 參考相位 當(dāng)恢復(fù)的相干載波（參考相位）產(chǎn)生180 倒相時(shí)，解調(diào)出的數(shù)字基帶信號將與發(fā)送的數(shù) 字基帶信號正好是相反，解調(diào)器輸出數(shù)字基帶 信號全部出錯(cuò)。 這種現(xiàn)象通常稱為“倒”現(xiàn)象。由于在2PSK信號的載 波恢復(fù)過程中存在著180的相位模糊，所以2PSK信號的相 干解調(diào)存在隨機(jī)的“倒”現(xiàn)象，從而使得2PSK方式在實(shí)際 中很少采用。

30、 為了解決2PSK信號解調(diào)過程的反向工作問題， 提出了 二進(jìn)制差分相位鍵控(2DPSK)。 在2PSK信號中，信號相位的變化是以未調(diào)正弦載波的相 位作為參考，用載波相位的絕對數(shù)值表示數(shù)字信息的，所以 稱為絕對移相。 2DPSK方式是用前后相鄰碼元的載波相對相位變化來表示 數(shù)字信息。 假設(shè)前后相鄰碼元的載波相位差為，可定義一種 數(shù)字信息與之間的關(guān)系為 =0, , 表示數(shù)字信息“0” 表示數(shù)字信息“1” 6.1.4二進(jìn)制差分相位鍵控（二進(jìn)制差分相位鍵控（2DPSK） 2DPSK信號的載則一組二進(jìn)制數(shù)字信息與其對應(yīng)的 波相位關(guān)系如下所示: 二進(jìn)制數(shù)字信息： 2DPSK信號相位： 或 1 1 0 1

31、0 0 1 1 1 0 00 000 0 00 0 0 0 而 2PSK：0 0 00 0 0 數(shù)字信息與 之間的關(guān)系也可以定義為 =0,表示數(shù)字信息“1” ,表示數(shù)字信息“0” 由上可以看出，2DPSK信號的實(shí)現(xiàn)方法可以采用： 首先對二進(jìn)制數(shù)字基帶信號進(jìn)行差分編碼，將絕對碼表示 二進(jìn)制信息變換為用相對碼表示二進(jìn)制信息，然后再進(jìn)行絕對 調(diào)相，從而產(chǎn)生二進(jìn)制差分相位鍵控信號。 圖 6 - 152DPSK信號調(diào)制過程波形圖 絕 對 碼 相 對 碼 載 波 DPSK信 號 10110010 圖 6 - 162DPSK信號調(diào)制器原理圖 cos ct 0 開 關(guān) 電 路 e2DPSK(t) 180 移

32、相 s(t) 碼 變 換 2DPSK的解調(diào) 2DPSK信號可以采用相干解調(diào)方式(極性比較法) 對2DPSK信號進(jìn)行相干解調(diào)，恢復(fù)出相對碼，再通過碼反變換器 變換為絕對碼，從而恢復(fù)出發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)字信息。 但是經(jīng)過碼反變換器后，輸出的絕對碼不會(huì)發(fā)生任何倒置現(xiàn) 象，從而解決了載波相位模糊度的問題。 2DPSK系統(tǒng)是一種實(shí)用的數(shù)字調(diào)相系統(tǒng)， 但其抗加性白噪聲性能 比2PSK的要差。 圖 6 -172DPSK信號相干解調(diào)器原理圖和解調(diào)過程各點(diǎn)時(shí)間波形 (a) a b c d e f (b) 帶 通 濾 波 器 e2DPSK(t)a 相 乘 器 c 低 通 濾 波 器 d b e 抽 樣 判 決 器 輸

33、 出 c cos t 定 時(shí) 脈 沖 碼 反 變 換 器 f 0010110 圖 6 -182DPSK信號差分相干解調(diào)器原理圖和解調(diào)過程各點(diǎn)時(shí)間波形 帶 通 濾 波 器 a 相 乘 器 c低 通 濾 波 器 d b e抽 樣 判 決 器 定 時(shí) 脈 沖 延 遲 T s (a) DPSK信 號 a b c d 二 進(jìn) 制 信 息 e 0010110 2PSK與2DPSK信號有相同的功率譜。 2PSK信號可表示為雙極性不歸零二進(jìn)制基帶信號與正弦載波 相乘，則2PSK信號的功率譜為 2 2 PSK cScS sin( f + fc ) P( f ) = TS 2 + sin ( f fc )TS 4

34、( f + f )T( f f )T 一般情況下二進(jìn)制移相鍵控信號的功率譜密度由離散譜 和連續(xù)譜所組成，其結(jié)構(gòu)與二進(jìn)制振幅鍵控信號的功率譜密 度相類似，帶寬也是基帶信號帶寬的兩倍。 當(dāng)二進(jìn)制基帶信號的“1”符號和“0”符號出現(xiàn)概率相等 時(shí)，則不存在離散譜。 3. 2PSK及及2DPSK信號的功率譜密度信號的功率譜密度 圖 6 - 212PSK(2DPSK)信號的功率譜密度 fcOfcf 2fs P2PSK( f ) Ts 4 在二進(jìn)制移相鍵控方式中，有絕對調(diào)相和相對調(diào)相兩種調(diào) 制方式，相應(yīng)的解調(diào)方法也有相干解調(diào)和差分相干解調(diào)，下 面分別討論相干解調(diào)和差分相干解調(diào)系統(tǒng)的抗噪聲性能。 1. 2PS

35、K相干解調(diào)系統(tǒng)性能相干解調(diào)系統(tǒng)性能 2PSK信號的解調(diào)通常都是采用相干解調(diào)方式(又稱為極性 比較法)， 其性能分析模型如圖 6 - 28 所示。在碼元時(shí)間寬度 Ts區(qū)間，發(fā)送端產(chǎn)生的2PSK信號可表示為 6.2.32PSK)和和(2DPSK)系統(tǒng)的抗噪聲性能系統(tǒng)的抗噪聲性能 圖 6 - 282PSK信號相干解調(diào)系統(tǒng)性能分析模型 發(fā) 送 端信 道 帶 通 濾 波 器 相 乘 器 抽 樣 判 決 器 輸 出 Pe 定 時(shí) 脈 沖 x(t)y(t)yi(t)sT(t) ni(t) 低 通 濾 波 器 2cos ct 2PSK 信號采用相干解調(diào)方式與2ASK信號采用相干解 調(diào)方式分析方法類似。在發(fā)送“

36、1”符號和發(fā)送“0”符號概率 相等時(shí)，最佳判決門限b*=0。此時(shí)，2PSK系統(tǒng)的總誤碼率 Pe為 (6.2 - 66) 在大信噪比(r1)條件下，式(6.2 - 73)可近似表示為 2 e P P (1) P (0 1) P (0) P (0 1 ) 1 erfc (r ) 0 1 2 r er p 2. 2DPSK信號相干解調(diào)系統(tǒng)性能信號相干解調(diào)系統(tǒng)性能 2DPSK信號有兩種解調(diào)方式，一種是差分相干解調(diào)，另 一種是相干解調(diào)加碼反變換器。此時(shí)只需要再分析碼反變換 器對誤碼率的影響即可。 帶 通 濾 波 器 相 乘 器 2cos ct yi(t)y(t) 低 通 濾 波 器 抽 樣 判 決 器

37、碼 反 變 換 器 輸 出 Pe Pe 定 時(shí) 脈 沖 x(t) 圖 6- 292DPSK信號相干解調(diào)系統(tǒng)性能分析模型 為了分析碼反變換器對誤碼的影響，我們作出一組圖形 來加以說明。圖 6 - 30(a)所示波形是解調(diào)出的相對碼信號序 列，沒有錯(cuò)碼，因此通過碼反變換器變成絕對碼信號序列輸 出也沒有錯(cuò)碼。圖 6 - 30(b)所示波形是解調(diào)出的相對碼信號序 列， 有一位錯(cuò)碼，用表示錯(cuò)碼位置。通過分析可得：相對 碼信號序列中的一位錯(cuò)碼通過碼反變換器輸出的絕對碼信號 序列將產(chǎn)生兩位錯(cuò)碼， 用表示錯(cuò)碼位置。圖6 - 30(c)所示波 形是解調(diào)出的相對碼信號, 序列中有連續(xù)兩位錯(cuò)碼，用表示 錯(cuò)碼位置。此

38、時(shí)相對碼信號序列中的連續(xù)兩位錯(cuò)碼通過碼反 變換器輸出的絕對碼信號序列也只產(chǎn)生兩位錯(cuò)碼，用表示 錯(cuò)碼位置。 因?yàn)檎`碼率Pe小于1，所以下式成立: (6.2 -70) 2eeee neeeee P (1 P )P (1 P ) (1 P )2 P 1eeeee P (1 P )P 2(1 P ) (1 P )2 Pe2 P (1 P )Pn (1 P ) (1 P )2 Pn 2 eee P 2 (1 P ) ( P P2 e Pn e ) 2 eee 2(1 P ) P (1 P P2e Pne ) P e 2(1 Pe )Pe 將2PSK信號采用相干解調(diào)時(shí)的誤碼率表示式(6.2 - 66)代

39、入式(6.2 - 70)，則可得到2DPSK信號采用相干解調(diào)加碼反變 換器方式解調(diào)時(shí)的系統(tǒng)誤碼率為 (6.2 - 71) 當(dāng)相對碼的誤碼率Pe1 時(shí)，式(6.2 - 70)可近似表示為 (6.2 - 72) 即此時(shí)碼反變換器輸出端絕對碼序列的誤碼率是碼反變 換器輸入端相對碼序列誤碼率的兩倍。可見，碼反變換器的 影響是使輸出誤碼率增大。 2 e P 1 1 (erfr )2 P e 2Pe 1212 2 x 1 (a n c)(a n c) n sn s 3. 2DPSK信號差分相干解調(diào)系統(tǒng)性能信號差分相干解調(diào)系統(tǒng)性能 2DPSK信號差分相干解調(diào)方式也稱為相位比較法，一種 非相干解調(diào)方式，其性能

40、分析模型如圖 6 - 31所示。由解調(diào)器 原理圖可以看出，解調(diào)過程中需要對間隔為Ts的前后兩個(gè)碼 元進(jìn)行比較。假設(shè)當(dāng)前發(fā)送的是“1”符號，并且前一個(gè)時(shí)刻 發(fā)送的也是“1”符號，則帶通濾波器輸出y1(t)和延遲器輸出 y2(t)分別為 y1 (t) a cosct n1 (t) a n1c(t)cosct n2 s(t) sin ct y2 (t) a cosct n2 (t) a n2c(t)cosct n2 s(t) sin ct 其中，n1(t)和n2(t)分別為無延遲支路的窄帶高斯噪聲和 有延遲支路的窄帶高斯噪聲，并且n1(t)和n2(t)相互獨(dú)立。低 通濾波器的輸出在抽樣時(shí)刻的樣值為

41、圖6-31 2DPSK信號差分相干解調(diào)誤碼率分析模型 發(fā) 送 端信 道 帶 通 濾 波 器 相 乘 器 抽 樣 判 決 器 輸 出 Pe 定 時(shí) 脈 沖 x(t) y1(t) yi(t)sT(t) ni(t)延遲T s y2(t) 低 通 濾 波 器 若x0， 則判決為“1”符號正確判決 若x0， 則判決為“0”符號錯(cuò)誤判決 “1”符號判為“0”符號的概率為 (6.2 - 76) 利用恒等式 121212121212 4 x x y y 1 (x x )2 ( y y )2 (x x )2 ( y y )2 令式(6.2 - 77)中 x1 a n1c,x2 a n2c,y1 a n1s,y2

42、 a n2 s, P (0 1) P x 0 P ( a n1c )( a n2 c ) n1 sn2 s 0 則式(6.2 - 75)可轉(zhuǎn)換為 12121212 8 (6.2 - 78) x 1 (2a n c n c)2 (n s n s)2 (n c n c)2 (n s n s)2 則式(6.2 - 79)可化簡為 12121212 12121212 若判為“0”符號則有 (2a n c n c)2 (n s n s)2 (n c n c)2 (n s n s)2 0 12121212 (2a n c n c)2 (n s n s)2 (n c n c)2 (n s n s)2 0 (

43、2a n c n c)2 (n s n s)2 (n c n c)2 (n s n s)2 R21R22 根據(jù)R21和R22的性質(zhì)，上式可等價(jià)為 R1R2 此時(shí)，將“1”符號判為“0”符號的錯(cuò)誤概率可表示為 P (0 1) P X 0 P R1 R2 因?yàn)閚1c、n2c、n1s、n2s是相互獨(dú)立的高斯隨機(jī)變量， 且 均值為0，方差相等為2n。根據(jù)高斯隨機(jī)變量之和仍為高斯 隨機(jī)變量，且均值為各隨機(jī)變量的均值的代數(shù)和，方差為各 隨機(jī)變量方差之和的性質(zhì)， 則n1c+n2c是零均值，方差為22n的高斯隨機(jī)變量。同理， n1s+n2s, n1c-n2c,n1s-n2s 都是零均值，方差為22n的高斯隨機(jī)

44、變 量。由隨機(jī)信號分析理論可知，R1的一維分布服從廣義瑞利分 布，R2的一維分布服從瑞利分布，其概率密度函數(shù)分別為 222 10 1 2 1 2 nn RaR I ()e 2 ( R1 4a ) / 4 n f (R ) 22 2 2 2 n e R 2 R2 / 4 n f (R ) 21 R f ( R2 )dR 2 dR1 0 f ( R1 ) R 將式(6.2 - 78)代入式(6.2 - 76)可得 P(0 1) = Px 0 = PR1 d ( L 1) d 第 k 碼元將判錯(cuò)！ 的兩個(gè)外層電平只 會(huì)向一個(gè)方向錯(cuò)判！ ekk k LL 2 L L 2 P ( n P = d ) +

45、 2 i 1 P ( n d ) = (1 1 ) P ( n d ) 于是，總誤碼率為 2 0 2 n ek n L L L 2 t/ 2 P = (1 1 ) P ( n d ) = (1 1 ) erfc d = 2 (1 1 ) e 由于各信號等概率出現(xiàn)，所以信號功率為信號均方值的 統(tǒng)計(jì)平均值。 2 6 s L2 L 1 P = d ( 2 m 1)2 / 2 = d 2 L / 2 m = 1 6 Ps d 2 L2 = 1 1 + 3 2 + + ( 2 n 1) 2 = 1 n (4 n 2 1) 3 n = L / 2 = L ( L2 1) 6 1/ 2 2 1/ 2 1 3

46、 e 3P d )erfc L 1 L L s P = (1)erfc = (1 2 2 L 1 n n = (1 1 )erfc r L2 1 最后，得到總誤碼率為 當(dāng)M取不同值時(shí)， M進(jìn)制數(shù)字振幅調(diào)制系統(tǒng)總的誤碼率 Pe與信噪比r關(guān)系曲線如圖 6 - 34 所示。 由此圖可以看出，為 了得到相同的誤碼率Pe，所需的信噪比隨M增加而增大。例 如，四電平系統(tǒng)比二電平系統(tǒng)信噪比需要增加約 5 倍。 圖 6 34M進(jìn)制數(shù)字振幅調(diào)制系統(tǒng)的誤碼率Pe性能曲線 103 104 105 106 0510r/dB Pe 1 101 102 15202530 248 16 6.4.2多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制系統(tǒng)多進(jìn)

47、制數(shù)字頻率調(diào)制系統(tǒng) si(t)= s A,當(dāng)在時(shí)間間隔0tT 發(fā)送符號為i時(shí) 0, s 當(dāng)在時(shí)間間隔0tT 發(fā)送符號不為i時(shí) i 為載波角頻率，共有M種取值。通?？蛇x載波頻 i 2T 率 f n ，n為正整數(shù)，此時(shí)M種發(fā)送信號相互正交。 多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制(MFSK)簡稱多頻調(diào)制，它是2FSK 方式的推廣。MFSK信號可表示為 eMFSK (t) = si (t) cos it 式中: 圖 6 - 35 是多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制系統(tǒng)的組成方框圖。 發(fā) 送端采用鍵控選頻的方式， 在一個(gè)碼元期間Ts內(nèi)只有M個(gè)頻 率中的一個(gè)被選通輸出。接收端采用非相干解調(diào)方式，輸入 的MFSK信號通過M個(gè)中心頻率分別為

48、f1, f2, , fM的帶通濾波 器，分離出發(fā)送的M個(gè)頻率。再通過包絡(luò)檢波器、抽樣判決 器和邏輯電路，從而恢復(fù)出二進(jìn)制信息。 多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制信號的帶寬近似為 2 S B = fM f1+ T 可見，MFSK信號具有較寬的頻帶，因而它的信道頻帶利 用率不高。多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制一般在調(diào)制速率不高的場合 應(yīng)用。圖 6 - 36 是無線尋呼系統(tǒng)中四電平調(diào)頻頻率配置方案。 圖 6 35 多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制系統(tǒng)的組成方框圖 輸入 串/并變 換 M 邏 輯 電 路 f1門電路 2 1 1 f2門電路相加器 2 fM門電路 M 信 道 抽樣 判決 器 輸出 邏輯 電 路 檢波器帶 通 f1 檢波器帶 通

49、 f2 檢波器帶 通 fM 接收 濾波器 圖 7- 36FLEX系統(tǒng)4FSK信號頻率關(guān)系 fc4.8 kHz fc1.6 kHz fc1.6 kHz fc4.8 kHz 1101100001 MFSK信號采用非相干解調(diào)時(shí)的誤碼率為 式中, r為平均接收信號的信噪比。 2222 2 0 2 n e n xa )e + r ( x +a ) / / 2z /2M 1 M 1 p =xeI ()1 (1 e)dz ( 0 1 11 ) 2 x e r 2 1 erfc ) 22 e 2( xa / um1 M p = n )2 (1 ( 2 e /2du) dx ( 多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制系統(tǒng)誤碼率性能

50、曲線如圖 所示。圖 中，實(shí)線為采用相干解調(diào)方式，虛線為采用非相干解調(diào)方式。 可以看出，在M一定的情況下，信噪比r越大， 誤碼率Pe越??； 在r一定的情況下，M越大，誤碼率Pe也越大。 另外，相干解調(diào) 和非相干解調(diào)的性能差距將隨M的增大而減小； 同一M下，隨 著信噪比r的增加非相干解調(diào)性能將趨于相干解調(diào)性能。 101 102 103 104 105 106 107 505101520 r/dB 圖 6 37 多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制系統(tǒng)誤碼率性能曲線 1024 32 2 108 1 6.4.3多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制系統(tǒng)多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制系統(tǒng) 1. 多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制(MPSK)信號的表示

51、形式信號的表示形式 多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制又稱多相調(diào)制，它是利用載波的多 種不同相位來表征數(shù)字信息的調(diào)制方式。 多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制也有絕對相位調(diào)制(MPSK)和差分相 位調(diào)制(MDPSK)兩種。 可以將MPSK信號用信號矢量圖來描述。 01 參 考 相 位 0 1 參 考 相 位 0011 參 考 相 位 10 01 參 考 相 位 1011 0100 在M進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制中， 是以載波相位的M種不同取值 分別表示數(shù)字信息， 因此M進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制信號可以表示為 (7.4 - 10) 通常為矩形波， 幅度為1 ； n 式中, g(t) 信號包絡(luò)波形， eMPSK (t ) = g (t nTs )

52、 cos(ct + n ) Ts 碼元時(shí)間寬度；c載波角頻率； M進(jìn)制數(shù)字 相位調(diào)制信號也可以表示為正交形式: eMPSK (t) = g(t nTs) cosn cos ct g(t nTs) sinn sin ct nn =an g(t nTs)cosct bn g(t nTs)sin ct nn = I (t ) cos c t Q (t ) sin ct 式中: (7.4 12) (7.4 13) an=cosk bn=sin k 取0，1 取0, 1 an取1 bn取1 或 M進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制信號的功率譜如圖 7 41 所示， 圖 中給出了信息速率相同時(shí)，2PSK、4PSK和8PSK

53、信號的單邊功 率譜?？梢钥闯觯琈越大，功率譜主瓣越窄， 從而頻帶利用率 越高。 I (t) an g(t nTs ) Q(t) bn g(t nTs ) 此時(shí)， 對于四相調(diào)制: 4PSK 2PSK 功率譜密度/dB 0 60 40 8PSK 20 ffc 1 2Ts 1 Ts 3 2Ts 2 Ts 圖614進(jìn)值數(shù)字相位調(diào)制信號功率譜 圖 6 408PSK信號矢量圖 010110 111 參 考 相 位 101 100000 001 011 2. 4PSK信號的產(chǎn)生與解調(diào)信號的產(chǎn)生與解調(diào) 在M進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制中，四進(jìn)制絕對移相鍵控 (4PSK)和四進(jìn)制差分相位鍵控(4DPSK)兩種調(diào)制方式應(yīng)用最

54、 為廣泛。下面分別討論這兩種調(diào)制信號的產(chǎn)生原理。 四進(jìn)制絕對移相鍵控利用載波的四種不同相位來表示數(shù) 字信息。 由于每一種載波相位代表兩個(gè)比特信息，因此每個(gè) 四進(jìn)制碼元可以用兩個(gè)二進(jìn)制碼元的組合來表示。兩個(gè)二進(jìn) 制碼元中的前一比特用a表示，后一比特用b表示。如 1011001001.，分組為 10，11，00，10，01 則雙比特ab與載波相位的關(guān)系如表所示。 DPSK信號載波相位編碼邏輯關(guān)系信號載波相位編碼邏輯關(guān)系 雙比特碼元載波相位(n ) abA方式B方式 0 1 0 1 45o 135o 225o 315o 00 11 01 10 0001 11 10 45o 參考相位 在一個(gè)碼元時(shí)間間

55、隔Ts，4PSK信號為載波四個(gè)相位中的 某一個(gè)。因此，可以用相位選擇法產(chǎn)生4PSK信號。 4PSK信號也可以采用正交調(diào)制的方式產(chǎn)生，正交調(diào)制器 可以看成由兩個(gè)載波正交的2PSK調(diào)制器構(gòu)成。 圖 6 42 相位選擇法產(chǎn)生4PSK信號原理圖 輸 入串 / 并 變 換 帶 通 濾 波 器 輸 出邏輯選相 電 路 45 135 225 315 四 相 載 波 產(chǎn) 生 器 圖 70- 434PSK正交調(diào)制器 輸 入串 / 并 變 換 載 波 振 蕩 a cos ct 2 移 相 sin ct 輸 出 b 圖中， 串/并變換器將輸入的二進(jìn)制序列分為速率減半的 兩個(gè)并行的雙極性序列a和b，然后分別對cosc

56、t和sinct進(jìn) 行調(diào)制，相加后即可得到4PSK信號。 4PSK信號可以看作兩個(gè)載波正交 2PSK信號的合成。 因此，對4PSK信號的解調(diào)可以采用與2PSK信號類似的解調(diào) 方法進(jìn)行解調(diào)。 同相支路和正交支路分別采用相干解調(diào)方式解調(diào)，得到 I(t)和Q(t)，經(jīng)抽樣判決和并/串變換器，將上、下支路得到的 并行數(shù)據(jù)恢復(fù)成串行數(shù)據(jù)。 圖 6- 444PSK信號相干解調(diào)原理圖 輸 入 載 波 恢 復(fù) a cos ct sin ct 輸 出 b 帶 通 濾 波 器 低 通 濾 波 抽 樣 判 決 低 通 濾 波 抽 樣 判 決 位 定 時(shí) 并 /串 變 換 在2PSK信號相干解調(diào)過程中會(huì)產(chǎn)生180相位模

57、糊。 同 樣， 對4PSK信號相干解調(diào)也會(huì)產(chǎn)生相位模糊問題，并且是 0、 90、180和270四個(gè)相位模糊。因此，在實(shí)際中更 實(shí) 用的是四相相對移相調(diào)制，即4DPSK方式。 3. 4DPSK信號的產(chǎn)生與解調(diào)信號的產(chǎn)生與解調(diào) 4DPSK信號是利用前后碼元之間的相對相位變化來表示數(shù) 字信息。若以前一雙比特碼元相位作為參考，n為當(dāng)前雙比 特碼元與前一雙比特碼元初相差，則信息編碼與載波相位變化 關(guān)系如表 6 5 所示。 4DPSK信號產(chǎn)生原理圖如圖 6 45 所 示。 圖中，串/并變換器將輸入的二進(jìn)制序列分為速率減半的兩 個(gè)并行序列a和b，再通過差分編碼器將其編為四進(jìn)制差分碼， 然后用絕對調(diào)相的調(diào)制方

58、式實(shí)現(xiàn)4DPSK信號。 表表 7 54DPSK信號載波相位編碼邏輯關(guān)系信號載波相位編碼邏輯關(guān)系 雙比特碼元載波下相位(n ) ab 0 1 0 1 45o 135o 225o 315o 圖 6- 454DPSK信號產(chǎn)生原理圖 4 移 相 輸 入串 /并 變 換 碼 變 換 載 波 振 蕩 a b c 4 移 相 d 輸 出 4DPSK信號的解調(diào)可以采用相干解調(diào)加碼反變換器方式 (極性比較法)，也可以采用差分相干解調(diào)方式(相位比較法)。 4DPSK信號相干解調(diào)加碼反變換器方式原理圖如圖6 46 所示。與4PSK信號相干解調(diào)不同之處在于，并/串變換之前需 要增加碼反變換器。4DPSK信號差分相干解

59、調(diào)方式原理圖如圖 6 47 所示。 4. 4PSK及及4DPSK系統(tǒng)的誤碼率性能系統(tǒng)的誤碼率性能 對4PSK信號， 采用相干解調(diào)器，系統(tǒng)總的誤碼率Pe為 (7.4 15) 4 e 式中, r為信噪比。 4DPSK方式的誤碼率為 P erfc( r sin ) 8 e P erfc( 2r sin ) 圖 7 - 46 輸 入 載 波 恢 復(fù) cos ct sin ct 輸 出 帶 通 濾 波 低 通 濾 波 抽 樣 判 決 低 通 濾 波 抽 樣 判 決 位 定 時(shí) 碼反 變 換 并 /串 變 換 4DPSK信號相干解調(diào)加碼反變換器方式原理圖 圖 7 474DPSK信號差分相干解調(diào)方式原理圖

60、輸 入 帶 通 濾 波 輸 出 低 通 濾 波 抽 樣 判 決 低 通 濾 波 抽 樣 判 決 位 定 時(shí) 并 /串 變 換 移 相延遲T s MPSK方式采用相干解調(diào)時(shí)的誤碼率曲線如圖 6 48 所 示。 圖 6- 48 8 1632 32168 051015202530 105 104 103 102 101 1 差分解調(diào) 相干解調(diào) M =2 4 Pe r/dB M= 2 4 6.6 改進(jìn)的數(shù)字調(diào)制方式改進(jìn)的數(shù)字調(diào)制方式 6.6.1最小移頻鍵最小移頻鍵控控(MSK) 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，MSK能比2PSK的數(shù) 據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。 所謂“最