電力電子spwm 調(diào)制

1、 演講人：王寧 主要內(nèi)容 一、一、SPWM工作原理工作原理 SPWM（Sinusoide Pulse Width Modulation）即正弦波 脈沖寬度調(diào)制，它是脈沖寬度按正弦函數(shù)變化脈沖寬度按正弦函數(shù)變化的 PWM調(diào)試。 在采樣控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)論沖量等 效原理： 大小、波形不相同的窄脈沖變量作 用于慣性系統(tǒng)時(shí)，只要它們的沖量（面積）， 即變量對時(shí)間的積分相等，其作用效果相同。 這里所說的效果基本相同，是指慣性系統(tǒng)的輸 出或響應(yīng)是基本相同的。 如右圖所示 1.1 調(diào)制方式調(diào)制方式 在SPWM逆變器中，載波頻率 與調(diào)制信號 頻率 之比 ,稱之為載波比。根 據(jù)載波與信號波是否同步及載波比

2、的變化 情況，SPWM逆變器調(diào)制方式分為同步調(diào)制 與異步調(diào)制 c f c f rc ffN/ (1) 同步調(diào)制同步調(diào)制 c f 對于任意的調(diào)制波頻率 ，載波比N保持恒定的脈寬調(diào)制 成為同步調(diào)制。 r f 在同步調(diào)制方式中，由于載波比N保持恒定，因而當(dāng) 變化 時(shí)，調(diào)制波信號與載波信號應(yīng)保持同步，即 與 成正比， 因此，同步調(diào)制具有以下特點(diǎn)： r f r f c f u由于載波頻率 與調(diào)制波頻率 成正比，因而當(dāng)調(diào)制波頻率 變化時(shí)，載波頻率 也相應(yīng)變化，這就使逆變器開關(guān)頻率不固定。 例如，當(dāng)調(diào)制波頻率 變高時(shí)，載波頻率 同步提高，從而使開 關(guān)頻率變高。 u由于載波比N保持一定，當(dāng)調(diào)制波頻率 變化時(shí)，

3、一個(gè)調(diào)制波周 期中的脈沖數(shù)將固定不變。 r f r f c f c f r f r f u當(dāng)載波比N為奇數(shù)時(shí)，一個(gè)調(diào)制波正負(fù)半個(gè)周期以及半個(gè)周期 中的前后1/4周期的脈沖波形具有對稱性。 不同調(diào)制波頻率 時(shí)的同步調(diào)制SPWM波形如下圖所示 r f n當(dāng)載波比N為奇數(shù)時(shí)，由于SPWM波形的對稱性，無論fr高 低，都不會導(dǎo)致基波相位的跳動(dòng)。 n由于同步調(diào)制時(shí)的開關(guān)頻率隨 的變化而變化，所以對于 需要設(shè)置輸出濾波器的正弦波逆變器（如UPS逆變電源）而言， 輸出濾波器參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)較為困難。 n當(dāng) 變高時(shí)， 變高，從而使開關(guān)頻率變高，輸出諧波減 ??；當(dāng) 變低時(shí)， 變低，從而使開關(guān)頻率變低，輸出諧波 增

4、大。 n因此采用同步調(diào)制時(shí)，SPWM的高頻性能好，而低頻性能較 差。為了克服這一不足，同步調(diào)制時(shí)，應(yīng)盡量提高SPWM的 載波比N，但較高的載波比設(shè)計(jì)會使調(diào)制波頻率變大時(shí)逆變器 的開關(guān)頻率增加，從而導(dǎo)致開關(guān)損耗增加。 c f r f r f r f c f （2 2） 異步調(diào)制異步調(diào)制 載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式即為異步 調(diào)制。通常保持載波頻率 固定不變，當(dāng)調(diào)制信號 頻率 變化時(shí)，載波比 N 是變化的。當(dāng) 較低時(shí)， N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不 利影響都較小，當(dāng) 增高時(shí)，N 減小，一周期內(nèi)的 脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大，還會出 現(xiàn)脈沖的跳動(dòng)。同時(shí)，輸出

5、波形和正弦波之間的差異 也變大，電路輸出特性變壞。因此，在采用異步調(diào)制 方式時(shí)，希望盡量提高載波頻率，以使在調(diào)制信號頻 率較高時(shí)仍能保持較大的載波比，從而改善輸出特性。 c f r f r f r f c f r f u由于異步調(diào)制時(shí)的開關(guān)頻率固定，所以對于需要設(shè)置輸出濾波 器的正弦波逆變器（如UPS逆變電源）而言，輸出濾波器參數(shù)的 優(yōu)化設(shè)計(jì)較為容易。 u由于一個(gè)調(diào)制波周期中脈沖波形的不對稱性，將導(dǎo)致基波相位的 跳動(dòng)。對于三相正弦波逆變器，這種基波相位的跳動(dòng)會使三相輸出 不對稱。 u當(dāng) 較低時(shí)，由于一個(gè)調(diào)制波周期中的脈沖數(shù)較多，脈沖波形 的不對稱性所造成的基波相位跳動(dòng)的相角相對較小；而當(dāng) 較高

6、 時(shí)，由于一個(gè)調(diào)制波周期中的脈沖數(shù)較少，脈沖波形的不對稱性所 造成的基波相位跳動(dòng)的相角相對變大。 r f r f 異步調(diào)制具有以下特點(diǎn) l由于載波頻率 固定，因而逆變器具有固定的開關(guān)頻率。 l當(dāng)調(diào)制波頻率 變化時(shí)，載波比N與調(diào)制波頻率 成反比。 例如，當(dāng)調(diào)制波頻率 變高時(shí)，載波比N變小，即一個(gè)周期的 脈沖數(shù)變少。 l當(dāng)調(diào)制頻率 固定時(shí)，一個(gè)調(diào)制波正負(fù)半個(gè)周期中的脈沖數(shù) 不固定，起始和終止脈沖的相位角也不固定。換言之，一個(gè)調(diào)制 波正負(fù)半個(gè)周期以及每個(gè)半個(gè)周期中前后1/4周期的脈沖波形不 具有對稱性。 c f r f r f r f r f 不同調(diào)制波頻率 時(shí)的異步調(diào)制 SPWM波形 實(shí)現(xiàn)方法計(jì)算

7、法 專用SPWM集成電路 自然采樣法 規(guī)則采樣法 直接PWM法 模擬實(shí)現(xiàn) 1.2 SPWM控制的實(shí)現(xiàn)方法 （1）自然采樣法）自然采樣法 自然采樣法就是通過聯(lián)立三角載波信號和正 弦調(diào)制波信號的函數(shù)方式，并求解三角載波信 號和正弦調(diào)制波信號交點(diǎn)的時(shí)間值，從而求出 相應(yīng)的脈寬和脈沖時(shí)間，以生成SPWM脈沖信 號。 自然采樣法實(shí)際上就是模擬比較法的數(shù)字實(shí) 現(xiàn) 其原理如右圖所示 圖1.2.1 SPWM脈沖信號自然采樣 法生成原理 圖1.2.2 SPWM脈沖信號自然采 樣法生成原理 若令三角載波幅值 1，調(diào)制度為M，正弦調(diào)制波角頻率 為 ，則正弦調(diào)制波的瞬時(shí)值為 cm u 1 1 sin r uMt 由右

8、圖可知，并根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系可 得自然采樣法SPWM脈寬t2的表達(dá)式為 211 1(sinsin) 22 c AB TM ttt 顯然上式是個(gè)超越方程，運(yùn)算求解較為困難。 可見，自然采樣法不便應(yīng)用于基于微處理器 的數(shù)字SPWM控制系統(tǒng)中。為此，必須對自 然采樣法進(jìn)行簡化。 （2）規(guī)則采樣法）規(guī)則采樣法 l將自然采樣法中的正弦調(diào)制波以階梯調(diào)制波進(jìn) 行擬合后一種簡化的SPWM脈沖信號發(fā)生方法， 其原理如圖所示 圖1.2.3 SPWM脈沖信號規(guī)則采 樣法生成原理 l每個(gè)載波周期中，原正弦調(diào)制波與三角載波周 期中心線的交點(diǎn)就是階梯波水平線段的中點(diǎn)。這 樣三角載波與階梯波水平線段的交點(diǎn)A、B兩點(diǎn)就

9、 分別落在正弦波的上下兩邊，從而減小了階梯波 調(diào)制的誤差。 l另外，由于A、B兩點(diǎn)對于三角載波周期中心線 對稱，因而使SPWM脈沖信號發(fā)生得以簡化。 由于 、 M均為已知量，因此，規(guī)則采樣法 SPWM脈寬 的計(jì)算較為簡單，適合基于微處理器 的數(shù)字SPWM控制。 并根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系容易得 出規(guī)則采樣法SPWM脈寬 以及脈 沖間隙時(shí)間 、 的表達(dá)式分別為 21 (1sin) 2 c e T tMt 132 1 () 2 c ttTt 2 t e t c tct 2 t 3 t 1 t 圖1.2.4 SPWM脈沖信號規(guī)則采 樣法生成原理 二、單極性二、單極性SPWM控制控制 所謂單極性SPW

10、M控制是指輸出脈沖具有單極性特征。即當(dāng)輸入輸入 正半周正半周時(shí)，輸出脈沖全為正極性脈沖全為正極性脈沖；當(dāng)輸入負(fù)半周輸入負(fù)半周時(shí)，輸出脈 沖全為負(fù)極性脈沖全為負(fù)極性脈沖。為此，必須采用使三角波形極性三角波形極性與正弦正弦 調(diào)制波極性調(diào)制波極性相同相同的所謂單極性三角載波調(diào)制，如下圖所示（左 圖：調(diào)制波形，右圖：生成電路） 觀察三角波和正弦波觀察三角波和正弦波 可知，在正弦波的正可知，在正弦波的正 半周期，三角波也為半周期，三角波也為 正，負(fù)半周期亦如此正，負(fù)半周期亦如此 控制過程如下：控制過程如下： 對主電路的T1、T2橋臂和T3、T4橋臂分別進(jìn)行雙極性SPWM調(diào)制。兩橋 臂共用一個(gè)調(diào)制波 Vr

11、 ，所不同的是T1、T2橋臂的三角波為 Vc ，而T3、 T4橋臂的三角載波是將 Vc 反相或移相得到的 -Vc 。 當(dāng) VrVc 時(shí)，使T1導(dǎo)通，T2截止，這時(shí) ，當(dāng) Vr -Vc 時(shí)，使T3截止，T4導(dǎo)通，這 時(shí) ，當(dāng) Vr -Vc 時(shí)，使T3導(dǎo)通，T4截止，這時(shí) 。輸 出電壓 ，從而 可能出現(xiàn)。三種情況，分別為T1、T4同時(shí)導(dǎo)通 時(shí)， ；T2、T3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)， ；T1、T3同時(shí)導(dǎo)通或T2、T4同時(shí)導(dǎo) 通時(shí) ， 。 2/ Dan VV 2/- Dan VV 2/- bDn VV 2/ bDn VV bnan VVV abab V D VV ab D VV ab 0 ab V 根據(jù)上面的分析

12、，可得到下圖所示的SPWM電壓波形圖 。 ab V 右圖顯示了一個(gè)載波周期內(nèi)的脈沖生成過程。由圖可得，在每一個(gè)載波周期Tc 內(nèi)產(chǎn)生了兩個(gè)驅(qū)動(dòng)脈沖，在前、后半周期各產(chǎn)生了一個(gè)輸出電壓脈沖，即產(chǎn)生了脈 沖數(shù)倍頻的效果，所以這種調(diào)制方式也被稱為單級倍頻SPWM調(diào)制。 設(shè)右圖中正弦調(diào)制波， 幅值為 ，頻率為 ，三角載波 幅值 為 ，頻率為 。假設(shè)載波比N很大，近 似認(rèn)為 在一個(gè)載波周期內(nèi)大小不變。從 而第k個(gè)脈沖的占空比為 tfVtVtV rrmrrmr 2sinsin)( rm V r f c V m V cc f r V 式中 表示第k個(gè)脈沖中心點(diǎn)所對應(yīng) 的基波角度。 k cm klm cm r

13、c k c k V V V v EA FB EC FC T T T T D sin 4/ 2/ 2/ k 半個(gè)載波周期內(nèi)，輸出電壓的平均面積為 當(dāng)載波比很高時(shí)，逆變器輸出基波電壓瞬時(shí)值為 式中， 為輸出基波電壓幅值，M為調(diào)制比 lm V d lm cm rm V V V V M cm klm d c k dab V V V T T VV sin 2/ tVtMVt V V VtV rlmrdr cm rm dabl sinsinsin)( 由上式可得，輸出基波電壓與調(diào)制波具有相同的頻率和相位，所以改變調(diào)制 波的頻率和相位就可以改變輸出基波電壓的頻率和相位。并且，輸出基波電壓大 小和調(diào)制比成正比

14、，如果取 為常數(shù)，則改變 就可以改變輸出基波電壓。 cm Vrm V 三、雙極性的三、雙極性的SPWM控制控制 n 每個(gè)載波周期Tc，開關(guān)管開通、關(guān)斷各一次，橋臂的開關(guān)頻率和載波頻率相 等。任何一個(gè)載波周期內(nèi)，逆變器的輸出電壓Vab都是既有正又有負(fù)，故這種調(diào) 制方式為雙極性SPWM。由于輸出電壓只有兩種可能，所以也稱為兩電平脈沖 寬度調(diào)制。 n采用基于三角載波調(diào)制的雙極性SPWM控制時(shí)，只需要采用正負(fù)對稱的雙極 性三角載波即可，雙極性控制時(shí)的調(diào)制及逆變器的輸出波形如下圖所示 u當(dāng) ，比較器輸出極性為正，VT1、VT4導(dǎo)通有 效，而VT2、VT3關(guān)斷有效。此時(shí)逆變器輸出正極性的 SPWM電壓脈沖

15、。此時(shí)的 。同理，當(dāng) 時(shí)， 比較器輸出極性為負(fù)，VT2、VT3導(dǎo)通有效，而VT1、 VT4關(guān)斷有效此時(shí)的 。 u與單極性SPWM相比，雙極性SPWM采用了正負(fù)對稱 的三角載波，從而簡化了SPWM控制信號發(fā)生。 cr VV Dab VV cr VV Dab VV- 設(shè)右圖中正弦調(diào)制波 幅值為 ，頻率為 ， 高頻 載波 幅值為 ，頻率為 。當(dāng)載波頻率 遠(yuǎn)大于調(diào)制波 時(shí)，可以近似的 認(rèn)為在一個(gè)載波周期 內(nèi)， 的數(shù)值大小不變。如下圖所示，在一個(gè)在載波周期Tc 內(nèi)，在 的 期間，T1與T4導(dǎo)通， 。在其余的 期間， ,T3與T2導(dǎo)通, 由圖中的幾何關(guān)系可以得到T1、T4同時(shí)處于導(dǎo)通的占空比為 tfVtV

16、tV rrmrrmr 2sinsin)( rm Vr f c V m V cc f r V 一個(gè)載波周期Tc內(nèi)，輸出電壓的平均面積為 )1( 2 1 2 cm r cm rcm c k V V V vV EH BF AE AB T T D c f r f c T r V cr VV k T Dab VV )-( kc TT cr VV Dab VV DDckcDkcDkab VDVTTTVTTVTV) 12 () 1/2 (/ )( 由上式可得 r D ab V V V V cm 由此可得，每個(gè)載波周期的輸出電壓的平 均面積和當(dāng)前的Vr大小成比例，這說明每 個(gè)載波周期輸出的平均電壓按正弦規(guī)律變

17、 化，符合沖量等效原理。 當(dāng)載波頻率很高的時(shí)，根據(jù)上面的式子，逆變器輸出的基波電壓瞬時(shí) 值可以認(rèn)為是 tVtVMtV V V V V tV V V v tv rlmrDrD cm rm D cm rrm D cm r ab sinsinsin sin )( 式中，Vlm是輸出基波電壓的峰值，調(diào)制比M為 D lm cm rm V V V V M 上式表明，逆變器的輸出的基波電壓和調(diào)制波 具有相同的頻率與相 位，所以改變調(diào)制波 的頻率和相位也就等同地改變了輸出基波電壓 的頻率與相位。 r v r v 根據(jù)調(diào)制比M，可得，如果固定 ，改變 就改變了調(diào)制比M，也就改變了 輸出的基波電壓 。 cm v mr v 總結(jié) u SPWM的一個(gè)顯著特點(diǎn)就是對輸出電壓諧波頻譜的改變，在線性調(diào)制 區(qū)，對SPWM波形進(jìn)行傅里葉分析表明，具