基于dsp的混合式步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分控制研究

1、 基于DSP的混合式步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分控制研究引言步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分驅(qū)動是通過控制各相繞組中的電流，使它們按一定的規(guī)律上升或下降，即在零電流到最大電流之間形成多個穩(wěn)定的中間電流狀態(tài)，相應(yīng)的合成磁場矢量的方向也存在多個中間狀態(tài)，且按細(xì)分步距旋轉(zhuǎn)。其中合成磁場矢量的幅值決定了步進(jìn)電動機(jī)旋轉(zhuǎn)力矩的大小，合成磁場矢量的方向決定了細(xì)分后步距角的大小。步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分控制理論自其產(chǎn)生已經(jīng)經(jīng)歷了近二十年的發(fā)展。過去由于受到電子元器件在開關(guān)頻率、負(fù)載能力、運算速度等諸多方面的制約，很長一段時間細(xì)分控制的實際應(yīng)用很少。隨著微電子技術(shù)特別是單片機(jī)嵌入式系統(tǒng)及DSP技術(shù)的飛速發(fā)展以及現(xiàn)代電力電子技術(shù)的突飛猛進(jìn)，步進(jìn)電動機(jī)

2、的細(xì)分控制也得到了充分發(fā)展。目前，步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分驅(qū)動電路大多都由單片機(jī)控制，單片機(jī)控制的步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動電路不僅減小了控制系統(tǒng)的體積、簡化了電路，同時進(jìn)一步提高了細(xì)分精度和控制系統(tǒng)的智能化。 隨著DSP技術(shù)的出現(xiàn)和發(fā)展，形成了交流電動機(jī)矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制、無刷直流電機(jī)控制、永磁同步電機(jī)矢量控制等多種先進(jìn)、復(fù)雜的電機(jī)控制方式。形成了電動機(jī)控制領(lǐng)域的一次新的技術(shù)熱潮。本章基于DSP技術(shù)，結(jié)合步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分控制理論實現(xiàn)了對混合式步進(jìn)電動機(jī)的有效控制，并對其關(guān)鍵電路進(jìn)行了設(shè)計。3.2兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分控制原理243.2.1 步進(jìn)電動機(jī)角速度波動的特點步進(jìn)電動機(jī)的平均轉(zhuǎn)速與控制脈沖頻率成

3、正比，與邏輯通電狀態(tài)及轉(zhuǎn)子齒數(shù)成反比，即平均轉(zhuǎn)速： (r/s) (3-1)則平均角速度： (rad/s) (3-2)步進(jìn)電動機(jī)運行時，根據(jù)其運動形式的特點，可將整個頻域分為極低頻、低頻和高頻等幾種運行狀態(tài)。1. 極低頻運行狀態(tài)步進(jìn)電動機(jī)運行在極低頻狀態(tài)時，有，即控制脈沖的周期或間隔時間大于停止時間的頻域。電動機(jī)每走一步，都是單步響應(yīng)過程，電動機(jī)按其自然頻率振蕩可衰減到靜止。式(3-2)中，電動機(jī)的平均角速度很小，但是在自由振蕩過程中最大角速度可以達(dá)到相當(dāng)大的值。實際上在該頻域內(nèi)電動機(jī)處于斷續(xù)運行狀態(tài)，角速度波動很大，在其正的最大值和負(fù)的最大值之間變化。2. 低頻運行狀態(tài) 步進(jìn)電動機(jī)運行在低頻狀

4、態(tài)時，有，在這個頻段內(nèi)，控制脈沖的時間間隔比停止時間小，單步的角速度振蕩不能衰減到零。但是控制脈沖的間隔時間比自由振蕩周期的四分之一要長，所以一般有過沖或超調(diào)。在這個頻段內(nèi)啟動電動機(jī)時，初始條件比較復(fù)雜，在不利的情況下可能產(chǎn)生明顯的振蕩，包括，這就是通常所說的低頻共振點。3. 高頻運行狀態(tài) 高頻運行狀態(tài)時，有 4f0 。在這個頻段內(nèi)，控制脈沖的周期小于自由振蕩周期的四分之一 ，所以在這一頻段內(nèi)電動機(jī)啟動時，第一步的角位移肯定不會超過一個步距角，即產(chǎn)生滯后的動態(tài)誤差。電動機(jī)連續(xù)穩(wěn)態(tài)運行時，也就不會有步進(jìn)的感覺。于是把 作為步進(jìn)電動機(jī)進(jìn)入高頻運行頻域的分界線，也就是步進(jìn)電動機(jī)進(jìn)入比較連續(xù)平穩(wěn)運行的

5、分界線。從以上分析可以看出，步進(jìn)電動機(jī)在低速時易出現(xiàn)低頻振動現(xiàn)象。這種由步進(jìn)電動機(jī)的工作原理所決定的低頻振動現(xiàn)象對于機(jī)器的正常運轉(zhuǎn)非常不利。為此當(dāng)步進(jìn)電動機(jī)在極低頻運行狀態(tài)和低頻運行狀態(tài)這兩個頻段運行時，有必要采用細(xì)分控制技術(shù)，降低電動機(jī)轉(zhuǎn)矩波動和角速度波動，提高速度控制精度，減少運轉(zhuǎn)噪音，提高電動機(jī)使用壽命。3.2.2 兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動的基本原理從前一章（2.3）節(jié)中步進(jìn)電動機(jī)的電磁模型可知，當(dāng)步進(jìn)電動機(jī)兩相同時通電流時，不計鐵心飽和的影響，應(yīng)用疊加原理，可得到步進(jìn)電動機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩： (3-3)兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)的距角特性為正弦曲線這一特性非常重要，它是步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分控制得以實

6、現(xiàn)的理論基礎(chǔ)。當(dāng)轉(zhuǎn)子穩(wěn)定在某一位置時，即，則： (3-4) 為了實現(xiàn)恒力矩驅(qū)動，并保持力矩輸出為最大值，假設(shè)A相電流的變化取三角函數(shù)關(guān)系，即： (3-5)則： (3-6)式中為電動機(jī)軸預(yù)置位置的電角度。則步進(jìn)電動機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩式(3-3)可表示為： (3-7)此時，兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)可以作為一臺多極兩相永磁同步電動機(jī)分析，如果轉(zhuǎn)子有個齒，則它的特性相當(dāng)于一臺(此例=8)個極的兩相同步電動機(jī)。對于理想化模型（不計鐵心飽和的影響），兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)定子兩相分別通入模擬的正、余弦電流則可得到類似同步機(jī)的轉(zhuǎn)矩特性，使電動機(jī)均勻旋轉(zhuǎn)。微步驅(qū)動正是用有限的數(shù)字化電流模擬正余弦電流，從而得到比較好的控制

7、效果。當(dāng)電動機(jī)轉(zhuǎn)子由A到B轉(zhuǎn)過電角度，電動機(jī)則轉(zhuǎn)過一個步距角。按式(3-7)對電動機(jī)A、B兩相電流進(jìn)行控制時，每當(dāng)變化，步進(jìn)電動機(jī)轉(zhuǎn)子就轉(zhuǎn)過的步距角，從而實現(xiàn)電動機(jī)的360細(xì)分控制。由的不同就可以確立不同的細(xì)分方式。圖3-1是取步長，即電動機(jī)8細(xì)分時在一個步距角內(nèi)電機(jī)A、B相電流的變化情況。圖3-1 A、B兩相在8細(xì)分時的電流變化情況細(xì)分時兩相電流的值可按下式計算得到： (3-8)其中：為細(xì)分?jǐn)?shù)； 為步數(shù)。式(3-8)即為兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)電細(xì)分?jǐn)?shù)學(xué)模型。由此可見，對于不同的細(xì)分?jǐn)?shù)，便可以實現(xiàn)步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分驅(qū)動。由圖3-1可知，實際實現(xiàn)的是一條多階梯的梯形曲線，用來擬合需要的正余弦曲線，所

8、以也將其稱之為擬正弦曲線。理論上，只要將細(xì)分的步長設(shè)置得足夠細(xì)（實際受電動機(jī)自身性能與控制器性能的影響不可能一直細(xì)分下去），此時的兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)在特性上就是一臺多極兩相永磁同步電機(jī)。通過分析，我們可以看到，例如在8細(xì)分控制時，電動機(jī)整步步進(jìn)時的每一步此時需要前進(jìn)8個微步，在細(xì)分?jǐn)?shù)提高后電動機(jī)每一個整步需要的微步數(shù)更多，也就是每個微步的步距角更小。同樣的時間間隔，電動機(jī)整步運行時每前進(jìn)一步，在細(xì)分控制時就要前進(jìn)許多的微步。這樣當(dāng)步進(jìn)電動機(jī)低速運行時采用細(xì)分控制后，就可以降低電動機(jī)轉(zhuǎn)矩波動和角速度波動，從而達(dá)到提高速度控制精度、減少運轉(zhuǎn)噪音、提高電動機(jī)使用壽命的目的。3.3基于DSP的步進(jìn)電

9、動機(jī)細(xì)分驅(qū)動及其實現(xiàn)3.3.1 步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動方案的選擇實現(xiàn)細(xì)分驅(qū)動是減小步距角、提高步進(jìn)分辨率、增加電動機(jī)運行平穩(wěn)性的一種行之有效的方法。步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分運行時，細(xì)分的均勻性是首先要考慮的。通常步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動有等電流細(xì)分驅(qū)動和電流矢量恒幅均勻旋轉(zhuǎn)法。等電流細(xì)分驅(qū)動法在每次繞組電流進(jìn)行切換時，不是將繞組電流全部通入或切除，而是在一相繞組電流保持不變的情況下，另一相繞組電流均勻地增大或減小，這樣電動機(jī)的合成磁場只旋轉(zhuǎn)原電弧角的一部分，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)過的角度也為步距角的一部分，實現(xiàn)了步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分驅(qū)動。這時額定電流是臺階式的通入或切除，電流分成多少個臺階，則轉(zhuǎn)子就以同樣的次數(shù)轉(zhuǎn)過一個步距角。步進(jìn)電

10、動機(jī)的細(xì)分控制，從本質(zhì)上講是通過對步進(jìn)電動機(jī)的勵磁繞組中電流的控制，使步進(jìn)電動機(jī)內(nèi)部的合成磁場為均勻的圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而實現(xiàn)步進(jìn)電動機(jī)步距角的細(xì)分。一般情況下，合成磁場矢量的幅值決定了步進(jìn)電動機(jī)旋轉(zhuǎn)力矩的大小，相鄰兩合成磁場矢量之間的夾角大小決定了步距角的大小。由于等電流細(xì)分驅(qū)動法在原理上不能保證均勻細(xì)分步距角，而步距角不均勻又容易引起步進(jìn)電動機(jī)的振蕩和失步。另外，由于電流矢量的幅值不斷改變，輸出力矩的大小也無法保持恒定。因此，要想實現(xiàn)對步進(jìn)電動機(jī)的恒力矩均勻細(xì)分控制，必須合理控制電動機(jī)繞組中的電流使步進(jìn)電動機(jī)內(nèi)部合成磁場的幅值恒定，而且每個進(jìn)給脈沖所引起的合成磁場的角度變化也要均勻。我們知道

11、在空間上彼此相差的相繞組，分別通以相位上相差而幅值相同的正弦電流，則合成的電流矢量（或磁場矢量，這里認(rèn)為電流矢量與磁場矢量成線性關(guān)系）便在空間作旋轉(zhuǎn)運動，且幅值保持不變。目前報道的步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動器多采用量化的梯形波、正弦波作為細(xì)分驅(qū)動的驅(qū)動電流波形，但事實上這些電流波形在一般的步進(jìn)電動機(jī)上均不能得到滿意的細(xì)分精度25。本文在選擇了合理的電流波形的基礎(chǔ)上，提出了基于DSP控制的斬波恒流細(xì)分驅(qū)動方案及實現(xiàn)技術(shù)。兩相混合式步進(jìn)電動機(jī)簡化結(jié)構(gòu)圖如圖3-2所示，步進(jìn)電動機(jī)的電角度為，則通入的電流相位也應(yīng)該為。圖3-2 兩相四拍混合式步進(jìn)電動機(jī)簡化結(jié)構(gòu)圖當(dāng)步進(jìn)電動機(jī)的兩相相電流按式(3-8)變化時，則

12、合成電流矢量（以為參考）： (3-9)這是一個以為幅值，為幅角。這樣，每當(dāng)?shù)闹蛋l(fā)生變化時，則合成的矢量轉(zhuǎn)過一個相應(yīng)的角度，且幅值大小保持不變，實現(xiàn)了恒力矩、均勻步距角的細(xì)分驅(qū)動。利用式(3-8)可得到細(xì)分后A、B兩相的驅(qū)動電流大小，量化后制成表格的形式存入DSP。步進(jìn)電動機(jī)運行時，只要從表中取出與步數(shù)s相對應(yīng)的電流數(shù)據(jù)送入控制電路中，即可實現(xiàn)對步進(jìn)電動機(jī)相繞組電流的控制，從而達(dá)到細(xì)分步距角的目的。3.3.2恒流斬波細(xì)分驅(qū)動方案及其硬件電路設(shè)計為了簡化電路，減小體積，本文采用了DSP控制細(xì)分驅(qū)動電路的方案。DSP控制的步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動電路根據(jù)末級功放管的工作狀態(tài)可分為放大型和開關(guān)型兩種。放大型

13、步進(jìn)電機(jī)細(xì)分驅(qū)動電路中末級功放管的輸出電流直接受DSP輸出的電壓控制，電路較為簡單，電流的控制精度也較高，但是由于末級功放管工作在放大狀態(tài)，使功放管的功耗較大，發(fā)熱嚴(yán)重，容易引起晶體管的溫漂影響驅(qū)動電路的性能。甚至還可能由于晶體管的熱擊穿，使電路不能正常工作。因此該電路一般應(yīng)用于驅(qū)動電流較小、控制精度較高、散熱情況較好的場合。開關(guān)型步進(jìn)電機(jī)細(xì)分驅(qū)動電路有斬波式和脈寬調(diào)制（PWM）式兩種。斬波式細(xì)分驅(qū)動電路不斷對電機(jī)繞組中的電流進(jìn)行檢測，并通過反饋電阻轉(zhuǎn)換為電壓形式，然后和D/A轉(zhuǎn)換器輸出的控制電壓進(jìn)行比較，若檢測出的值大于控制電壓，電路將使功放管截止，反之，使功放管導(dǎo)通，這樣保證了繞組兩端的電

14、壓與D/A轉(zhuǎn)換器輸出的控制電壓一致。脈寬調(diào)制（PWM）式細(xì)分驅(qū)動電路是把D/A轉(zhuǎn)換器輸出的控制電壓加在脈寬調(diào)制電路的輸入端，脈寬調(diào)制電路將輸入的控制電壓轉(zhuǎn)換成相應(yīng)脈沖寬度的矩形波，通過對功放管通斷時間的控制，改變輸出到電機(jī)繞組上的平均電流。斬波恒流細(xì)分驅(qū)動方案的原理為：由DSP輸出EEPROM中存儲的細(xì)分電流控制信號，經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換成模擬電壓信號，再與取樣信號進(jìn)行比較，形成斬波控制信號，控制各功率管前級驅(qū)動電路的導(dǎo)通和關(guān)斷，實現(xiàn)繞組中電流的閉環(huán)控制，從而實現(xiàn)步距的精確細(xì)分。系統(tǒng)框圖如圖3-3所示。圖3-3 硬件系統(tǒng)原理圖由前面分析可知，為了克服諸多不利因素，我們選擇處理速度很快、接口功能強(qiáng)大、片

15、上資源豐富，非常適合用于各種監(jiān)測與控制的美國德州儀器公司（TI）TMS320F240系列DSP(Digital Signal Processor)作為檢測控制單元的處理器。TI公司的TMS320F240系列DSP具有改進(jìn)的哈佛結(jié)構(gòu)，可以通過外部總線分別訪問數(shù)據(jù)、程序、I/O三個獨立的尋址空間，其具體的片上資源和技術(shù)特點如下：(1) 高性能的靜態(tài)CMOS技術(shù)，4種用于減少功耗的省電方式(2) 50ns（20MIPS）指令周期(3) 存儲器片內(nèi)由544字節(jié)的雙口RAM；16K字節(jié)的Flash；共244K字節(jié)的存儲器尋址空間(64K字節(jié)的程序空間，64K字節(jié)的數(shù)據(jù)空間，64K字節(jié)的I/O空間和32K

16、字節(jié)的全局空間)；(4) 事件管理器(EV) 12個比較/脈寬調(diào)制(PWM)通道； 3個16位通用定時器； 3個16位全比較和簡單比較單元；4個捕獲單元，其中兩個具有直接連接正交編碼器脈沖的能力；(5) 2個8通道10位模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)(6) 28個獨立可編程多路復(fù)用I/O引腳(7) 帶適時中斷(RTI)的看門狗(WD)定時器模塊 (8) 異步串行通訊接口SCI(9) 同步串行外設(shè)接口SPI(10)基于掃描的仿真JTAG下面就對基于DSP控制的步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動主要電路分別加以介紹。1.控制電路DSP系統(tǒng)是控制電路的核心，它由TI公司的TMS320LF2407A DSP微處理器、晶振電路、

17、地址鎖存器、譯碼器、EPROM及EEPROM存儲器等組成。受控步進(jìn)電動機(jī)的細(xì)分倍數(shù)、啟停頻率、運行頻率、行走步數(shù)、正反轉(zhuǎn)、電動機(jī)清零、以及啟停信號等的控制既可由鍵盤進(jìn)行，也可通過與上位機(jī)的串行口通信通道由上位機(jī)設(shè)置。狀態(tài)顯示提供當(dāng)前通電相、相電流大小、電動機(jī)運行時間、當(dāng)前運行步數(shù)、正反轉(zhuǎn)等的顯示，并將工作狀態(tài)和數(shù)據(jù)傳送給上位機(jī)。單片機(jī)的主要功能是輸出EEPROM中存儲的細(xì)分電流控制信號進(jìn)行D/A轉(zhuǎn)換。根據(jù)轉(zhuǎn)換精度的要求， D/A轉(zhuǎn)換器既可以選擇8位的，亦可選擇12位的。本系統(tǒng)選用Maxim公司的8位D/A轉(zhuǎn)換器Maxim 516。Maxim 516把4個D/A轉(zhuǎn)換器與4個比較器組合在單個的CM

18、OS IC(DIP20封裝)上，4個D/A轉(zhuǎn)換器共享一個參考輸入電壓。每個轉(zhuǎn)換器的輸出電壓均可采用下式表示： (3-10)，對應(yīng)于8位的DAC的輸入碼（此處為細(xì)分電流控制信號），通過調(diào)節(jié)的變化范圍，便可調(diào)節(jié)步進(jìn)電動機(jī)繞組中電流的幅值。2功率驅(qū)動電路工作中，步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分電流控制信號的D/A轉(zhuǎn)換值輸入到Maxim 516內(nèi)部各比較器COMPi的同向輸入端，繞組電流取樣信號輸入到COMPi的反向輸入端。斬波恒流驅(qū)動采用固定頻率的方波與比較器輸出信號調(diào)制成斬波控制信號，控制繞組的通電時間，使反饋電壓始終跟隨D/A轉(zhuǎn)換輸出的控制電壓。合理選擇續(xù)流回路就可使繞組中的電流值在一定的平均值上下波動，且波動范

19、圍不大。調(diào)制用方波信號頻率為21.74kHz，由DSP的PWM端產(chǎn)生，且各相是同頻斬波， 不會產(chǎn)生差拍現(xiàn)象，所以消除了電磁噪聲。為防止因比較器漂移或干擾導(dǎo)致功率開關(guān)管誤導(dǎo)通，把斬波控制信號與相序控制信號相與后去控制功放管。當(dāng)開關(guān)管截止時，并聯(lián)RC、快恢復(fù)續(xù)流二極管D、繞組L及主電源構(gòu)成泄放回路。與單純R釋能電路相比，RC釋能電路使功耗和電流紋波增加較小，而電流下降速度大大加快。電流取樣信號由精密電流傳感放大器MAX 471完成。當(dāng)繞組電流流過其內(nèi)部35精密取樣電阻時，經(jīng)內(nèi)部電路變化，轉(zhuǎn)換為輸出電壓信號： (3-11)其中為MAX 471外部調(diào)壓電阻，阻值按設(shè)計要求選定。為流過精密電阻的相繞組電

20、流。MAX 471同時具有電流檢測與放大功能，從而大大方便了整個電路的設(shè)計與調(diào)試。功率開關(guān)管(功放管)是功放電路中的關(guān)鍵部分，影響著整個系統(tǒng)的功耗和體積。由于所設(shè)計的驅(qū)動器主要用來驅(qū)動額定電流3A、額定電壓27V以下的步進(jìn)電動機(jī)，故選用高頻VMOS功率場效應(yīng)晶體管IRF 540 (=100V，(on)=0.052，=27A)作為開關(guān)管。IRF 540導(dǎo)通電阻很小。因此，即使電機(jī)長時間運轉(zhuǎn)，該VMOS管殼本身的溫度比較低，不須外加風(fēng)扇。為了提高步進(jìn)電動機(jī)的工作可靠性，消除電機(jī)電感性繞組的串?dāng)_，本系統(tǒng)無論從驅(qū)動部分還是反饋部分都進(jìn)行了隔離。驅(qū)動隔離采用高速光耦合器6N137為隔離元件，一方面可以實

21、現(xiàn)前級控制電路同步進(jìn)電動機(jī)繞組的隔離，另一方面使功率開關(guān)管的驅(qū)動變得方便可靠。反饋通道的濾波部分采用無源低通濾波器，其作用是高速衰減繞組(電感線圈)在開關(guān)時截止頻率以上的瞬時高頻電壓信號，從而避免控制電路做出太迅速的反應(yīng)，可以有效地防止步進(jìn)電動機(jī)的振蕩。線性光耦電路的作用是將濾波后的采樣電阻反饋信號線性地傳輸給比較器。3恒流斬波控制環(huán)節(jié)如圖3-4所示，本系統(tǒng)采用德州儀器公司的TL494來實現(xiàn)恒流斬波功能，其核心部分為脈沖寬度比較器，并具有1個振蕩器、2個運算放大器、1個觸發(fā)器和1個5V基準(zhǔn)電壓源等，其5、6腳外接CT、RT確定了振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波頻率。在實際應(yīng)用中RT確定了振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波頻

22、率。在實際應(yīng)用中采用其中一個運算放大器作為恒流斬波的控制單元，電流給定由一個運算放大器LM324構(gòu)成的射極跟隨器給出，實現(xiàn)了恒流給定與TL494中內(nèi)部運算放大器的隔離，提高了給定的抗干擾能力。調(diào)節(jié)器采用PI控制，電流反饋經(jīng)過一階低通濾波接至運算放大器的1腳，增加了電流檢測的抗干擾能力；4腳為死區(qū)控制端，在該端加入-0.3V以下的電壓后可將PWM的最大占空比提高到100%，減少功率管的開通和關(guān)斷損耗。圖3-4 恒流斬波控制電路本系統(tǒng)采用“上斬下不斬”的驅(qū)動方式實現(xiàn)恒流斬波功能，下面僅以一個工作節(jié)拍為例來說明調(diào)節(jié)原理，如圖3-5所示。在t1-t2區(qū)間IfIRef時，則V3升高，大于鋸齒波電壓，則8

23、腳輸出為高電平，則IR2130的驅(qū)動信號為低電平，即為無效電平，關(guān)斷MOSFET，If下降，一直降到t3時刻又開始了下一斬波周期，從而實現(xiàn)了恒流斬波調(diào)節(jié)。圖3-5 恒流斬波工作原理4電流反饋電路設(shè)計步進(jìn)電動機(jī)A、B相繞組電流的采樣信號從功率驅(qū)動電路的ADC00、ADC01兩個采樣點以電壓的形式輸出，由于采樣電阻為0.5/2W，所以對2A的繞組電流輸出的電壓即為1V，因為繞組電流存在正反向，則輸出電壓也存在正反向。這一電壓需要送到電流反饋電路進(jìn)行限幅、偏置等處理。圖3-6 電流反饋電路圖3-6為A相電流反饋電路，B相電流反饋電路與之相同。從圖中可以看到，在第一級運算放大器輸入電壓與輸出電壓之間存

24、在如下關(guān)系： (3-12)通過調(diào)節(jié)可變電阻可按比例調(diào)節(jié)。使反饋電壓的幅值在某一個范圍內(nèi)變化，第二級運算放大器為一升壓電路，使其輸出電壓存在如下關(guān)系： (3-13)通過第二級運算放大器可以使輸出到DSP A/D模塊的電壓在03V之間變化。5過電流保護(hù)電路設(shè)計為防止燒毀DSP芯片需要對其數(shù)字電源進(jìn)行過電壓/欠電壓保護(hù)，這里使用了芯片TPS7333QD所具有的過電壓和欠壓保護(hù)功能，這里不再詳述。另外本系統(tǒng)需要保護(hù)的是步進(jìn)電動機(jī)，為防止步進(jìn)電動機(jī)故障燒毀，系統(tǒng)必須在電動機(jī)繞組電流過高時停止對電動機(jī)供電。為此設(shè)計了過電流保護(hù)電路如圖3-7所示。圖3-7電動機(jī)電流保護(hù)電路如圖3-7所示，過電流保護(hù)電路采用

25、了LM358比較器，由兩只分壓電阻R16、R17將5V電壓分壓至1V，送到比較器同相端。R13為正反饋電阻。由電流采樣電路送來的A、B兩相電流信號經(jīng)過兩只二極管送比較器反向端，比較器輸出PINTA端信號經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換后送DSP微處理器的PDPINT引腳。平時比較器反向端的電壓較低，所以比較器輸出PINTA端都是高電平。由于二極管正向?qū)▔航导s為0.7V，所以ADC00、ADC01任何一處的電壓超過1.7V時比較器將觸發(fā)，在PINTA端輸出一低電平。這個低電平信號將在DSP芯片內(nèi)部產(chǎn)生一個最高等級的中斷，使DSP的PWM信號停止輸出，則電動機(jī)斷電。電阻R4和電容構(gòu)成一個濾波環(huán)節(jié)，防止系統(tǒng)因外界干擾

26、而誤觸發(fā)。由于電動機(jī)繞組電流采樣電阻為0.5歐，對應(yīng)于1.7V的觸發(fā)電壓，電動機(jī)電流為3.4A，因此當(dāng)電動機(jī)電流超過3.4A時系統(tǒng)將保護(hù)動作。3.3.3步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動的軟件實現(xiàn)步進(jìn)電動機(jī)細(xì)分驅(qū)動器的軟件主要由主控程序、細(xì)分驅(qū)動程序、鍵處理程序、顯示數(shù)據(jù)處理及顯示驅(qū)動程序、通信監(jiān)控程序等部分組成，結(jié)構(gòu)如圖3-8所示。圖3-8 控制軟件結(jié)構(gòu)框圖下面對于細(xì)分驅(qū)動控制軟件設(shè)計中的主要問題分別加以介紹。（1）主程序。主要包括各個中斷出入口的定義、各個模塊初始化、微步進(jìn)步長s的計算、電流差值的求取、電動機(jī)旋轉(zhuǎn)方向的確定、外部命令信號的采集和處理以及PWM信號生成等內(nèi)容。步進(jìn)電動機(jī)控制軟件主程序在所有初

27、始化后就打開SCI串行通訊中斷，讀取上位機(jī)發(fā)送來的各種外部信號，這些信號包括電動機(jī)旋轉(zhuǎn)的方向選擇、轉(zhuǎn)速大小選擇、開機(jī)/停機(jī)信號。以及通過讀取撥位開關(guān)確定電動機(jī)給定電流的峰值大小。在轉(zhuǎn)速由上位機(jī)給定后，最關(guān)鍵的任務(wù)就是計算細(xì)分步長s。計算細(xì)分步長s的工作主要按以下步驟完成24。第一步，求事件管理器A的GP定時器的計數(shù)頻率。本設(shè)計選用GP定時器TIPR寄存器的計數(shù)周期為256，由于DSP的時鐘頻率為8MHz，所以GP定時器的計數(shù)頻率為：Hz (3-14)第二步，求步進(jìn)電動機(jī)脈沖頻率。以電動機(jī)轉(zhuǎn)速240轉(zhuǎn)/分鐘計算，假設(shè)步進(jìn)電動機(jī)的步距角為，則可以求出步進(jìn)電動機(jī)步進(jìn)脈沖頻率為： Hz (3-15)第

28、三步，求得電動機(jī)細(xì)分?jǐn)?shù)為： (3-16)第四步，求步長值： (3-17)在步長值求出后，就可以查表求出電流給定的基值，結(jié)合電動機(jī)給定電流的峰值輸入，就可以確定電流的給定值。再讀取電流反饋ADC模塊送來的電動機(jī)繞組電流實際值，求出的差值經(jīng)PID環(huán)節(jié)后送PWM信號生成子程序，生成PWM信號后，結(jié)合DSP的電動機(jī)正反轉(zhuǎn)信號輸出一起送到電動機(jī)功率驅(qū)動電路，實現(xiàn)電動機(jī)驅(qū)動運行，主程序具體的流程如圖3-9所示。圖3-9 主程序流程圖在主程序中電動機(jī)旋轉(zhuǎn)方向由DSP的I/O口的IOPB4和IOPB5輸出相位不同的邏輯信號決定。（2）函數(shù)表的形成。本文采用了類似于文24中的方法。在實時DSP應(yīng)用中實現(xiàn)非線性運

29、算，一般都采取適當(dāng)降低運算精度來提高程序的運算速度。查表法是快速實現(xiàn)非線性運算最常用的方法。采用這種方法必須根據(jù)自變量的范圍和精度制作一張表格。顯然，輸入的范圍越大，精度要求越高，則所需的表格就越大。查表法所需的表格就越大，即存儲量也越大。查表法求值所需的計算就是根據(jù)輸入值確定表的地址，根據(jù)地址就可以得到相應(yīng)的值，因而運算量較小。對于正余弦函數(shù)而言，由于正弦函數(shù)是周期函數(shù)，函數(shù)值在1和1之間，用查表法比較適合。在TMS320LF2407A DSP微處理器中，采用定點數(shù)進(jìn)行數(shù)值運算，其操作數(shù)采用整型數(shù)來表示。一個整型數(shù)的最大表示范圍取決于DSP芯片所給定的字長，字長越長，所能表示的數(shù)的范圍越大，

30、精度也越高。本設(shè)計采用16位字長。采用的定點數(shù)定標(biāo)為Q15，DSP的定點運算方式可參考有關(guān)技術(shù)資料。Q15的表示范圍為3276732768之間，此時1用32767來表示，1用32767來表示。對于正弦函數(shù)，制作一個512點的表格并實現(xiàn)查表的方法如下：首先，產(chǎn)生512點值的C語言程序如下表示：#define N 512 #define pi 512 int sin_tab512 void main( ) int i； for(i=0；iN；i+)sin_tani=(int)(32767*sin(2*pi*i/N)； 然后查表。查表實際上就是根據(jù)輸入值確定表的地址。設(shè)輸入在0之間，則對應(yīng)于512點

31、表的地址為：index=(int)(512*/)，則。如果 用Q12 定點數(shù)表示，將用Q9表示為20861，則計算正弦表的地址的公式為：。通過以上步驟就可以建立一個正弦表并可以進(jìn)行查表工作。對于其它函數(shù)用類似的方法也能實現(xiàn)，這里不再復(fù)述。（3）細(xì)分驅(qū)動模塊。細(xì)分驅(qū)動程序中，細(xì)分電流控制信號的輸出采用以上介紹的查表法來完成，步進(jìn)電動機(jī)256細(xì)分時的流程圖如圖3-10所示。 不同細(xì)分?jǐn)?shù)的程序流程用同樣的方法可以得到。 圖3-10 256細(xì)分時的軟件流程圖（4）A/D轉(zhuǎn)換程序模塊。TMS320LF2407的模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊（ADC）具有以下特性：帶內(nèi)置S/H的10位模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊ADC；多達(dá)16個模擬輸入

32、通道（ADCIN0ADCIN15）；自動排序的能力，一次可執(zhí)行最多6個通道的自動轉(zhuǎn)換，每次轉(zhuǎn)換的通道可以通過編程選擇；可單獨訪問的16個結(jié)果寄存器（RESULT0RESULT15）用來存儲轉(zhuǎn)換結(jié)果，多個觸發(fā)源可以啟動AD轉(zhuǎn)換；靈活的中斷控制允許在每一個或隔一個序列的結(jié)束時產(chǎn)生中斷請求；內(nèi)置校驗?zāi)Ｊ胶妥詼y模式；由于TMS320LF2407的模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊（ADC）將模擬信號轉(zhuǎn)換為10位數(shù)字量，電動機(jī)電流的最大值由撥碼開關(guān)設(shè)定，此處假設(shè)為2.4V，則電動機(jī)繞組正向通電時檢測到的電壓為1.2V，對應(yīng)的數(shù)字量為1024。電動機(jī)繞組反向通電時檢測到的電壓為-1.2V，經(jīng)過偏置后輸出電壓為0.3V，對應(yīng)的數(shù)

33、字量為0。另外，TMS320LF2407的模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊（ADC）采用級連工作方式下自動排序，在這種工作方式下ADC模塊能夠序列轉(zhuǎn)換并進(jìn)行自動排序?？梢酝ㄟ^模擬輸入通道的多路選擇器MUX select來選擇要轉(zhuǎn)換的通道。在轉(zhuǎn)換結(jié)束后，轉(zhuǎn)換后的數(shù)值結(jié)果保存在該通道相應(yīng)的結(jié)果寄存器（RESULT0RESULT15）中。在一個排序中的轉(zhuǎn)換個數(shù)受MAX CONV寄存器中的一個4位段域控制，這個值在自動排序開始時被裝載到自動排序狀態(tài)寄存器中，當(dāng)排序器從通道1開始有順序的轉(zhuǎn)換時，自動排序狀態(tài)寄存器的值向下遞減直至為0。AD轉(zhuǎn)換模塊所有需要轉(zhuǎn)換的AD信號以及轉(zhuǎn)換通道選擇見表3-1。表 3-1 ADC轉(zhuǎn)換通道設(shè)置屬通道最輸入信號均結(jié)果寄存器最信號內(nèi)容MAX CONV寄存器設(shè)置S1 4ADCIN005RESULT007A相電流S22ADCIN013 ESULT014B相電流MAX CONV5P31ADCIN023RESULT026轉(zhuǎn)速給定P40ADCIN031RESULT032電流峰值給定由于在電動機(jī)控制器的AD信號中步進(jìn)電動機(jī)兩相電流的