導(dǎo)航接收機射頻通道設(shè)計及其特性擬合技術(shù)研究

1、導(dǎo)航接收機射頻通道設(shè)計及其特性擬合技術(shù)研究文獻綜述自20世紀(jì)70年代，美國GPS全球衛(wèi)星導(dǎo)航定位系統(tǒng)誕生以來，人們在日常生活中越來越多的品嘗到衛(wèi)星導(dǎo)航定位技術(shù)所帶來的便捷，從簡單的車輛船舶等交通系統(tǒng)，到氣象、海洋、災(zāi)害預(yù)報、通信、勘探測繪等特殊行業(yè)，導(dǎo)航定位系統(tǒng)都為之提供高效的導(dǎo)航定位服務(wù)。目前，全球性的衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)包括美國的GPS、俄羅斯的GLONASS，以及正在建設(shè)當(dāng)中的歐洲的Galileo和我國的北斗二號即Compass系統(tǒng)；區(qū)域性的衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)或衛(wèi)星導(dǎo)航增強系統(tǒng)包括美國的 WAAS、歐洲的 EGNOS、我國的北斗一號、日本的MSAS和QZSS、印度的GAGAN和IRNSS系統(tǒng)，等等12

2、34。1 導(dǎo)航接收機陣列天線與通道衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)通常由三部分組成：空間段、控制段和用戶段1?？臻g段即衛(wèi)星星座，根據(jù)衛(wèi)星軌道高度不同可分為地球同步軌道（GEO）、地球中軌道（MEO）和傾斜同步軌道（IGSO）衛(wèi)星等，主要用于向用戶播發(fā)測距信號和數(shù)據(jù)電文；控制段包括主控站、監(jiān)測站和注入站，主要完成對空間衛(wèi)星的跟蹤和維護，監(jiān)測衛(wèi)星的健康狀況和信號的完好性，更新衛(wèi)星的時鐘校正量以及星歷等信息；用戶段包括各種軍用和民用用戶設(shè)備，主要對衛(wèi)星信號進行接收處理，根據(jù)不同的用戶需求完成定位、導(dǎo)航或授時等功能。以北斗一代導(dǎo)航衛(wèi)星的工作流程為例，說明衛(wèi)星導(dǎo)航的過程。首先衛(wèi)星在接收到地面中心控制系統(tǒng)發(fā)送的問詢信號后，會

3、利用其轉(zhuǎn)發(fā)器向服務(wù)區(qū)內(nèi)的用戶進行廣播，而用戶接收到廣播后響應(yīng)其中某一顆衛(wèi)星的問詢信號，向兩顆衛(wèi)星同時發(fā)送響應(yīng)信號，信號再經(jīng)衛(wèi)星的轉(zhuǎn)發(fā)回地面中心控制系統(tǒng)。接下來，地面中心控制系統(tǒng)將會根據(jù)用戶申請的服務(wù)內(nèi)容，對接收到的信號進行相應(yīng)的數(shù)據(jù)處理。以定位申請為例，地面中心控制系統(tǒng)事先在計算機內(nèi)的數(shù)字化地形圖中存儲了用戶的高程值以供查詢，即可以得到用戶處于某一與地球基準(zhǔn)橢球面平行的橢球面上。同時，地面中心控制系統(tǒng)將計算出接收到的兩個相應(yīng)信號的時間延遲，由于中心控制系統(tǒng)和兩顆衛(wèi)星的位置均是己知的,因此由計算出來的兩個延遲量可以算出用戶到兩顆衛(wèi)星距離之和，以及用戶到第一顆衛(wèi)星的距離，從而得到用戶位于一個以兩顆

4、衛(wèi)星為焦點的橢球面和以第一顆衛(wèi)星為球心的球面之間的交線上。這樣,地面中心控制系統(tǒng)既可以最終計算出用戶所在點的三維坐標(biāo)，將這個坐標(biāo)經(jīng)加密后發(fā)送給用戶。最終流程可以簡化為一個簡單的無線通信系統(tǒng)，如圖 11所示。 圖 11 一般的無線通信系統(tǒng)無線通信系統(tǒng)中，射頻前端電路主要完成對射頻信號的處理，而基帶處理部分完成基帶信號的處理。無線通信系統(tǒng)工作在發(fā)送狀態(tài)時，基帶處理部分將信息進行編碼、DA轉(zhuǎn)換，之后主要由射頻電路組成的發(fā)射機通過調(diào)制上變頻等方式，將基帶處理后的信號變換為適合在頻帶內(nèi)傳輸?shù)男问桨l(fā)射到信道中；工作在接收狀態(tài)時，射頻前端通過對特定頻段的信號進行選取、濾波、放大等方式，提高信號的幅度和信噪比

5、，下變頻、AD轉(zhuǎn)換之后，使之成為滿足基帶處理部分要求的信號。可見，射頻前端是無線通信系統(tǒng)中最為關(guān)鍵的組成部分。在無線接收機所有組成部分中，射頻前端位于整個接收機系統(tǒng)的最前端，同時也是最為關(guān)鍵的組成部分。為了在基帶處理部分實現(xiàn)對基帶信號所包含信息的處理，首先就必須對空氣中的無線電信號進行接收，然而這些信號往往是十分微弱的，同時還可能存在鄰近信道的噪聲干擾以及由于傳播路徑不同所產(chǎn)生的多徑效應(yīng)等等。以GPS為例，衛(wèi)星距離地球表面兩萬公里以上，地面接收機收到的衛(wèi)星信號功率大約為10-16W4，很容易受到各種射頻干擾的影響，導(dǎo)航接收機處于嚴(yán)重的環(huán)境干擾中。下表總結(jié)了各種射頻干擾類型以及潛在的干擾源。表

6、11射頻干擾的類型和潛在的干擾源1干擾類型潛在干擾源寬帶帶限高斯故意的匹配帶寬的噪聲干擾機寬帶相位/頻率調(diào)制使導(dǎo)航接收機前端濾波器過載的電視發(fā)射機諧波或鄰近頻段的微波鏈路發(fā)射機寬帶匹配頻譜故意的匹配頻譜的干擾機、欺騙機或者附近的偽衛(wèi)星寬帶脈沖雷達(dá)或超寬帶（UWB）等脈沖發(fā)射機窄帶相位/頻率調(diào)制故意的線性調(diào)頻脈沖干擾機，或來自調(diào)幅無線電臺、民用波段電臺或業(yè)余無線電臺的諧波窄帶連續(xù)掃頻波故意的掃頻連續(xù)波干擾機或者調(diào)頻電臺發(fā)射機的諧波窄帶連續(xù)波故意的連續(xù)波干擾機或者鄰近頻段的未調(diào)制發(fā)射機的載波在實際接收環(huán)境中，來自衛(wèi)星的信號在傳播過程中經(jīng)常受到天線附近環(huán)境中反射物（建筑物、地面和水面等）的作用而產(chǎn)生

7、多徑信號12，如圖 12所示。 圖 12多徑信號的產(chǎn)生由于反射信號經(jīng)過的路徑總是比直達(dá)信號更長，因而相對于直達(dá)信號而言多徑的到達(dá)是有延遲的。當(dāng)多徑延遲較大（例如對于 BPSK 調(diào)制信號，大于擴頻碼符號周期的兩倍）時，只要接收機跟蹤到了直達(dá)信號（總是比任何多徑提早到達(dá)）那么可解的多徑對接收機性能的影響就不大。然而，由附近甚至遠(yuǎn)處物體反射的多徑可能比直達(dá)信號延遲很短的時間（如幾十或幾百納秒）到達(dá)，這種多徑會使接收機的合成（直達(dá)加上多徑）信號與本地產(chǎn)生的參考信號之間的相關(guān)函數(shù)產(chǎn)生畸變，同時也會引起接收信號合成相位的畸變，在偽距和載波相位測量值上引入誤差，從而造成位置、速度和時間解算的誤差89。根據(jù)對

8、大量多徑環(huán)境的分析和建模，可將多徑信號分為兩類：散射多徑和鏡面反射多徑8910。根據(jù)電波傳播理論，信號在傳播過程中遇到兩種不同媒質(zhì)的光滑界面而且界面的尺寸又遠(yuǎn)大于波長時，就會發(fā)生鏡面反射。由于衛(wèi)星與反射面的距離很遠(yuǎn)，因此可以應(yīng)用平面波的反射定律。如果反射面嚴(yán)重起伏不平，則其對信號的反射呈散射的情況，散射多徑信號可以看作多個鏡面反射多徑信號之和。假設(shè)地面接收天線陣由個全向陣元組成，如圖 13所示。 圖 13天線陣列及入射信號示意圖信號從空間遠(yuǎn)場以平面波入射到天線陣上，表示入射仰角，表示信號入射方位角，參考點接收信號的復(fù)數(shù)形式為 （1）其中，為虛數(shù)單位，為振幅調(diào)制信號，為載波角頻率，為相位調(diào)制信號

9、，為隨機相位。個陣元接收到的信號可以表示為 （2）多信號同時入射天線陣時，假設(shè)有用信號的導(dǎo)向矢量為，其余信號視作干擾（既包括各種射頻干擾，也包括來自多徑或其它衛(wèi)星信號的干擾），第個干擾信號的導(dǎo)向矢量為，則陣列接收信號可表示為 （3）2 射頻通道頻帶分割自適應(yīng)天線陣是天線自適應(yīng)波束形成技術(shù)的重要基礎(chǔ)，具有自動適應(yīng)環(huán)境變化，增強系統(tǒng)有用信號，自適應(yīng)干擾置零、天線自校準(zhǔn)，抑制和消除干擾及噪聲等優(yōu)點，在雷達(dá)、通訊、地震探測系統(tǒng)等領(lǐng)域中得到廣泛應(yīng)用。但在實際系統(tǒng)中，由于接收機是由高放、混頻器等模擬電路組成，在射頻級混入大量的干擾信號，難以保證各接收通道的幅頻一致性，導(dǎo)致通道失配1112。通道失配會嚴(yán)重影

10、響自適應(yīng)陣列的性能，對通道失配的機理進行深入研究，建立準(zhǔn)確且可控性好的仿真模型是非常必要的。頻帶分割技術(shù)是寬帶信號數(shù)字化接收和高性能實時處理方法之一，基于頻帶分割的多通道綜合方法可降低采樣速率，使子帶信號相對帶寬下降，提高了數(shù)據(jù)傳輸與處理性能，更加有利于數(shù)字信號處理技術(shù)的應(yīng)用。將較寬的帶寬通過子帶濾波器組的分析帶通濾波器分解為若干個窄帶，這樣就可以利用處理窄帶信號的方法處理寬帶信號1314。由頻帶分割技術(shù)實現(xiàn)的多速率信號處理系統(tǒng)得到廣泛的研究，文獻15對子帶處理算法和實現(xiàn)進行了總結(jié)分析，詳細(xì)介紹了多速率系統(tǒng)，濾波器組，子帶自適應(yīng)濾波器和交叉濾波器的消除等；還有學(xué)者進一步對通道失配在多通道信號處

11、理中的影響進行分析，如文獻16對通道失配在多通道子帶合成SAR性能造成的影響進行分析，提出了基于多普勒分析的通道失配補償，未建立標(biāo)準(zhǔn)的子帶通道及全通道失配模型，對幅度和相位失配的驗證有失一般性。2.1 頻帶分割濾波器組設(shè)計濾波器組設(shè)計在頻帶分割技術(shù)中有著非常重要的作用，也是實現(xiàn)頻帶分割的關(guān)鍵。在寬帶數(shù)字信號處理中，為了確保信號處理的正確性，必須使用可實現(xiàn)重構(gòu)的濾波器組進行頻帶分割。目前在信號分割與合成中應(yīng)用最廣的是調(diào)制濾波器組，其分析、綜合濾波器組是由一個或多個原型濾波器調(diào)制產(chǎn)生的，優(yōu)點在于便于系統(tǒng)實現(xiàn)，而且可以將對濾波器組的優(yōu)化轉(zhuǎn)化為對原型濾波器的優(yōu)化，降低計算量和實現(xiàn)難度。由此對原型濾波器

12、的選取和設(shè)計也是形成分割濾波器組的關(guān)鍵。為了得到良好的重構(gòu)特性，原型濾波器應(yīng)盡可能滿足以下兩個條件：； （4）式中，為原型濾波器的頻率響應(yīng)，是頻帶分割的通道個數(shù)。滿足式（1）條件后，子帶間不存在混疊失真和幅度失真；同時，選擇合適的相位因子，可以克服子帶間的相位失真。依據(jù)式（1）可以得到設(shè)計濾波器的思路：對其加權(quán)約束，使目標(biāo)函數(shù)最小化：； （5） 其中，、為加權(quán)因子。設(shè)寬帶信號的頻譜范圍為，表示的理想矩形濾波器，此時 （6）則濾波器組是通過一個低通的原型濾波器進行頻移得到的，即 （7） 其中是大于的最小整數(shù)。在之前的研究中，有關(guān)頻帶分割濾波器設(shè)計的重點在于可重構(gòu)性，以保證通帶在分割前與分割后達(dá)到

13、最大限度的一致，由此衍生出多種濾波器組，如基于原型濾波器調(diào)制的離散Fourier變換調(diào)制（DFT）濾波器組和余弦調(diào)制濾波器組（CMFB）；基于小波理論的濾波器組設(shè)計方法，包括由正交鏡像濾波器設(shè)計的模擬頻帶分割濾波器和基于最小頻域方差準(zhǔn)則的正交鏡像濾波器設(shè)計等。圖 21給出了優(yōu)化的低通原型濾波器，具有線性相位；圖 21是基于低通原型濾波器的DFT濾波器組，用來進行頻帶分割和子帶合并。 圖 21經(jīng)過優(yōu)化的低通原型濾波器 圖 22基于原型濾波器的濾波器組 2.2 頻帶分割方法實現(xiàn)子帶分解的濾波器組可分為均勻濾波器組合非均勻濾波器組兩類17。均勻濾波器組是低通濾波器經(jīng)過頻譜搬移形成，可以根據(jù)需要調(diào)整分

14、割子帶數(shù)目與分割濾波器的頻譜范圍。在不考慮通道的各類特性下對整個頻帶進行分割，設(shè)計相對簡單，易于實現(xiàn)。非均勻濾波器組是針對均勻濾波器組不能充分利用信號的特征來進行分割這一缺點提出。根據(jù)設(shè)定的參照依據(jù)，如通道的幅頻特性、功率譜等，先通過均勻濾波器組實現(xiàn)頻帶分割，進而根據(jù)約束算法進行子帶合并，達(dá)到非均勻分割的目的。非均勻分割方法具有動態(tài)地調(diào)整濾波器的帶寬和中心頻率的優(yōu)點，設(shè)計靈活。傳統(tǒng)的非均勻分割是為了便于對分割后的子帶應(yīng)用數(shù)字信號處理算法，依據(jù)算法的某些特性來制定分割規(guī)則，而失配模型的建立則是根據(jù)通道幅頻特性來用濾波器進行逼近。由此，在本文中，我們使用重新定義的子帶分割方法：（1）均勻分割：根據(jù)

15、設(shè)計的原型濾波器組對頻帶進行均勻分割，在原型濾波器組通帶帶寬一定時，當(dāng)整個通道的帶寬已知，那么對頻帶分割為子帶的數(shù)目也是定值。圖 23中，對歸一化的頻帶分割為5份，每份帶寬占總帶寬的1/5.（2）非均勻分割：通過對濾波器設(shè)計系數(shù)的調(diào)整，對原型濾波器的通帶帶寬進行約束，獲得不同通帶帶寬的濾波器。根據(jù)通道的幅頻特性等，設(shè)定所選用的分割濾波器，進而對頻帶實現(xiàn)非均勻分割。圖 23中，通過調(diào)整原型濾波器的通帶帶寬，將頻帶分割為5份，子帶帶寬所占總帶寬的比例不同。 圖 23均勻分割濾波器組 圖 24非均勻分割濾波器組3 通道特性均衡3.1 通道失配為了分析通道失配的影響，首先需要建立合理的通道失配模型。目

16、前的研究中，通道失配模型大致可分為兩類：一類是窄帶模型，即認(rèn)為各通道引入了一個不同的幅度誤差因子和誤差相移，可用一個復(fù)數(shù)表征兩通道之間的失配；另一類是寬帶模型，通道失配不能簡單地用復(fù)數(shù)表征，而需要用一組表示通道特性的頻率響應(yīng)來描述17。針對衛(wèi)星導(dǎo)航接收天線陣，陣列通道主要由天線和射頻前端組成，根據(jù)文獻18-19的測量結(jié)果，各個天線陣元的幅度、相位（群延遲）響應(yīng)在通帶內(nèi)均存在波動，并且波動情況與信號的入射方向有關(guān)，因此應(yīng)采用寬帶模型來表示。為了深入研究通道失配對陣列性能的影響機理，需要對通道失配的性能指標(biāo)進行定量描述。文獻20基于正弦波動的幅頻響應(yīng)、群時延響應(yīng)模型，定義了通道幅度起伏峰峰值和起伏

17、數(shù)、通道群時延起伏峰峰值和起伏數(shù)、平均群時延等指標(biāo)來描述通道特性；雖然該模型易于仿真實現(xiàn)，但峰峰值、起伏數(shù)等指標(biāo)難以反映通道失配的本質(zhì)特點，而通道特性的實際測量結(jié)果通常并不是正弦波動的。因此，有必要研究符合實際測量結(jié)果的通道失配模型，并合理提取通道失配的性能指標(biāo)，以揭示通道失配對陣列性能影響的本質(zhì)原因。目前，通道失配模型分為以下四類：第一類是系統(tǒng)頻率響應(yīng)函數(shù)模型，通過調(diào)整頻率響應(yīng)函數(shù)來表示不同的通道特性21，通過響應(yīng)函數(shù)設(shè)計的濾波器可以直觀反映通道特性，但難以設(shè)計出任意頻響的濾波器，而且在寬帶信號中需要很高的濾波器階數(shù)；第二類是基于FIR濾波器和IIR濾波器的零點擾動模型2223，該模型對濾波

18、器系數(shù)進行零值擾動，實現(xiàn)濾波器響應(yīng)的隨機變化，易于實現(xiàn)，但是經(jīng)過擾動的濾波器系數(shù)與通道幅頻特性沒有明確的對應(yīng)關(guān)系，因此最終效果與實際誤差較大；第四類是濾波器級聯(lián)描述類型，即文獻24提出基于濾波器級聯(lián)描述的通道失配仿真模型的方法，該模型各通道分別通過4個濾波器來控制通道的幅度相位起伏、群時延起伏、平均群時延偏差等性能指標(biāo)，雖然能夠描述不同通道之間特性的不同，但不能靈活對特定的帶寬內(nèi)仿真，如模擬帶內(nèi)突變，或幅度或相位的非平坦變化等，而且由于用于整個通道的濾波器的自身帶外特性，不能完全實現(xiàn)帶外的仿真。由于每個通道的頻率響應(yīng)在不同方向上的起伏波動不同，因此需要對所有可能的接收方向進行通道校正。為了校正

19、與頻率有關(guān)的通道失配，通常在每一通道后接一個校正濾波器，該濾波器的計算需要獲得校正前各通道的頻率響應(yīng)。通道頻率響應(yīng)的獲取方式有兩種：離線方式和在線方式。對通道頻率響應(yīng)的離線測量亦可分為有線測量和無線測量兩種。有線測量，即采用信號源生成校正信號（通常為線性調(diào)頻信號），通過注入校正信號到各陣列通道，測量出各通道的頻率特性，由于校正信號通常從接收機射頻入口注入，因此往往無法解決天線之間頻率特性不一致的問題；無線測量指在開闊場地或微波暗室對天線陣通道特性進行測量，該方法不僅需要對信號環(huán)境進行嚴(yán)格控制，例如避免電磁干擾和多徑的影響，還需要對校正源的方位以及天線轉(zhuǎn)臺進行精確測量和校準(zhǔn)，成本較高。離線測量方

20、法的研究和使用較早，但當(dāng)天線陣安裝于實際工作環(huán)境中之后，通道特性很可能隨安裝方位以及環(huán)境溫度等產(chǎn)生變化，達(dá)不到預(yù)期的校正效果。在數(shù)字信號處理能力大大提高的條件下，利用接收信號進行在線校正是一種理想的校正方法。2009年，Ohio大學(xué)的Church等人提出了一種利用衛(wèi)星導(dǎo)航信號對陣列通道特性進行在線估計的方法，該方法不僅可以解決天線陣元間的通道失配，還可避免微波暗室與實際安裝環(huán)境之間的不一致等問題。該方法利用多組空時權(quán)值系數(shù)對陣列輸出信號與本地偽碼的相關(guān)函數(shù)進行測量，進而估計出陣元通道特性的泰勒展開系數(shù)。由于每更換一次空時權(quán)值系數(shù)都需要對偽碼相位重新捕獲跟蹤，因此估計一次通道特性所需的時間較長，

21、其計算方法和操作步驟存在進一步優(yōu)化和改進的空間。 采用陣列天線的處理，也稱空域濾波，與時域 FIR 濾波器的時間采樣線性濾波處理相類似，陣列處理是一種空間采樣處理技術(shù)，即通過一定布置的空間陣元對空間信號場進行采樣，然后經(jīng)加權(quán)相加處理得到期望的輸出結(jié)果。陣列處理可以方便地進行波束控制，有效地抑制空間干擾和噪聲、增強有用信號。陣列處理系統(tǒng)可與空間譜估計技術(shù)相結(jié)合，既可估計空間信源的到達(dá)方向，又可自適應(yīng)地抑制干擾，且譜估計的結(jié)果可直接應(yīng)用于自適應(yīng)空間濾波，這使系統(tǒng)的電子戰(zhàn)能力和性能進一步提高。在工程上需要關(guān)注的實際問題是各通道的頻帶不一致性。在一個實際的陣列天線系統(tǒng)中，接收部分包括射頻饋線、放大器、

22、中放、正交相位檢波器和 A/D 等模擬器件，具有一定的帶寬。這些電路特性的變化，會引起系統(tǒng)頻率特性的變化，而這種變化是隨機的，因此各個通道之間頻率特性是不一致的，并且是時變的，這種頻帶不一致性是自適應(yīng)天線提高抗干擾性能的主要瓶頸之一，因此解決通道頻率特性失配問題十分重要。3.2 通道均衡與特性擬合目前的解決方法主要有兩種，一是在每個通道內(nèi)加抽頭延遲線（FIR 濾波器）進行自適應(yīng)補償，這實質(zhì)上是一種空時二維處理技術(shù)，這種空時自適應(yīng)通道補償方法有干擾抑制和通道補償同時進行的優(yōu)點，并且不需要校正源，但是，當(dāng)通帶內(nèi)頻率特性失配的波紋數(shù)增加時，自適應(yīng)補償所需的抽頭延遲數(shù)需要大大增加，這將直接導(dǎo)致處理的運

23、算量成倍增加，從而不能滿足實時處理的需要；二是在系統(tǒng)內(nèi)加通道均衡器，它通常是從天線的接收端向每個接收通道注入一定帶寬的校正信號，先測出各個接收通道之間的頻率特性的不一致性，然后用 FIR 濾波器進行校正。圖 31為均衡實現(xiàn)結(jié)構(gòu)。 圖 31均衡實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 圖中校正信號是系統(tǒng)工作在校正狀態(tài)時，被同時注入?yún)⒖纪ǖ篮痛馔ǖ雷鳛殛嚵邢到y(tǒng)的訓(xùn)練信號，以求得濾波器正常工作時的系數(shù)。整個均衡過程假定是在短時平穩(wěn)的環(huán)境下。文獻25提出了傳統(tǒng)自適應(yīng)通道補償方法的基本思想，即在通道后加抽頭延遲線以提供一些額外的自由度，來補償通道的失配效應(yīng)。在文獻26給出了通道均衡的時域算法，文獻27給出了通道均衡的頻域算法。這些

24、是通道均衡的傳統(tǒng)算法，但是傳統(tǒng)自適應(yīng)通道補償方法的有一定的缺點，為了改善均衡性能相繼出現(xiàn)了對傳統(tǒng)算法的改進算法。文獻28通過對子陣DBF在理想條件下及通道存在失配的條件下對方向函數(shù)分析，得出了其和差波束方向性函數(shù)特性，利用基于恢復(fù)理想回波信號的通道均衡法對通道失配進行了校正，并通過計算機仿真，得出了該方法適用于通道內(nèi)和通道間的失配校正，且對陣元級DBF和子陣DBF均使用。文獻29主要分析了對角加載對均衡性能的影響。前面介紹的通道均衡方法所能均衡的只是接收機部分的頻帶不一致性，對天線至接收機前端的饋線傳輸通道的相位不一致性并沒有校正，從而會影響后續(xù)的自適應(yīng)處理性能?；谶@種考慮，文獻30提出了參

25、考通道修正法與整體失配特性修正法兩種改進的自適應(yīng)均衡方法，它們都能同時均衡饋線和接收機之間的頻帶失配。文獻31則考慮到如果通道頻率響應(yīng)為非最小相位系統(tǒng)時，傳統(tǒng)的均衡算法效果是不夠好的，并提出了一種對待均衡通道的輸出進行延遲的算法，實現(xiàn)對非最小相位系統(tǒng)的失配通道均衡。對于寬帶或超寬帶陣列系統(tǒng)，當(dāng)通道失配特性曲線隨頻率發(fā)生劇烈波動產(chǎn)生高次畸變時，常規(guī)的均衡法無法進行補償。雖然增加均衡階數(shù)可以取得一定的補償效果，但同時也帶來了系統(tǒng)復(fù)雜度和系統(tǒng)成本的增加。而且，在用數(shù)字電路實現(xiàn)時，增加階數(shù)所帶來的量化誤差、各抽頭延遲線誤差積累起來，反而會降低均衡器性能。文獻28在傳統(tǒng)方法的基礎(chǔ)上，提出了一種基于帶寬分

26、割的自適應(yīng)通道補償方法，不僅可以有效補償高次畸變條件下的通道失配，而且自適應(yīng)權(quán)系數(shù)求解的運算量也顯著低于常規(guī)均衡法。 自適應(yīng)通道均衡器是解決通道間失配的有效手段，根據(jù)求解均衡器權(quán)系數(shù)不同的計算，均衡算法可以分為時域均衡和頻域均衡兩種基本算法。時域均衡的思想是利用均衡器產(chǎn)生的響應(yīng)波形補償已畸變的波形，使最終的波形滿足實際要求，其優(yōu)點是不必預(yù)先詳細(xì)知道幅頻、相頻特性，可用觀察波形的方法直接進行調(diào)節(jié)，缺點是校正精度有限，實現(xiàn)起來不方便。頻域均衡的思想是利用可調(diào)濾波器的頻率特性去補償失配通道的頻率特性，是包括可調(diào)濾波器在內(nèi)的系統(tǒng)總的傳遞函數(shù)滿足實際性能的要求，理論上可以以很高的精度來補償幅頻、相頻特性

27、的失真，它是一種接近平攤的固定式均衡，適用于通道特性緩變的系統(tǒng)。本章重點分析時域算法。頻域算法和時域算法理論上是等效的。頻域均衡的思想是利用可調(diào)濾波器的頻率特性去補償失配通道的頻率特性，使包括可調(diào)濾波器在內(nèi)的系統(tǒng)總的傳遞函數(shù)滿足實際性能的要求，理論上可以以很高的精度來補償幅頻、相頻特性的失真，它是一種接近平攤的固定式均衡，適用于通道特性緩變的系統(tǒng)。本章介紹頻域算法。頻域算法也稱基于傅里葉變換的通道均衡算法，其基本思想是直接對均衡通道與參考通道的頻率響應(yīng)做最小二乘擬合。影響均衡性能的首要因素就是通道頻率響應(yīng)的失配程度，若通道的失配程度較輕，那么就可以采用階數(shù)較低的均衡器就可達(dá)到均衡效果，另一種極

28、端情況，若通道的失配程度特別嚴(yán)重，均衡器也會失去作用。信號的信噪比（校正信號與噪聲功率之比）對均衡器性能的影響也是需要考慮的因素，若信號信噪比太低，則難以得到較好的自相關(guān)矩陣和相互關(guān)矢量的估計值，此時獲得的均衡器權(quán)系數(shù)不準(zhǔn)確，得到的均衡器與期望逼近的均衡器差距就比較大，從而均衡效果也就不理想。在通道中插入均衡器，能夠補償頻率相關(guān)的幅度和相位誤差，其核心是均衡器通過插入抽頭延遲線而增大自由度。當(dāng)均衡器抽頭數(shù)較小時，隨著抽頭數(shù)的增加，剩余幅度失配和剩余相位失配減少的非?？?，但隨后曲線趨于平緩，逐漸接近某一較小值，主要原因是受到噪聲和計算誤差的影響，使得剩余幅度失配和剩余相位失配的均方根不可能無限地

29、小。均衡器抽頭數(shù)越大，自由度越大，均衡性能也越好，但是均衡器的抽頭數(shù)越大，雷達(dá)系統(tǒng)所付出的代價也越大，且均衡器的抽頭數(shù)不能取得無限大，實際中受到數(shù)字處理芯片及計算量的限制。所以存在一個最佳階數(shù)，這個最佳階數(shù)即若小于這個最佳階數(shù)，均衡效果不是很理想，若大于這個最佳階數(shù)，均衡效果雖然可以達(dá)到，但造成了浪費，雷達(dá)系統(tǒng)付出的代價太大。采樣率對均衡性能的影響非常大，1/fs即為均衡器的單位時延。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，在B/fs=1時無論均衡器階數(shù)取多大，均衡性能都沒有得到明顯的改進，因為當(dāng)采樣頻率小于或等于信號帶寬，由于抽樣均衡器的頻率響應(yīng)產(chǎn)生周期延拓，存在頻譜混疊，使均衡性能難以提高，當(dāng)B/fs接近0

30、時，均衡性能也有所下降，這是因為隨采樣間隔趨于零，均衡器的持續(xù)時間也趨于0，這就等價于沒有使用均衡器，給定階數(shù)的均衡器等同于只有一個抽頭的橫向濾波器。3.3 通道特性擬合示例在實際雷達(dá)通道中，由于接收機中模擬濾波器等器件的作用，造成失配通道和參考通道的輸出信號存在時間延遲，該時延差一般在幾納秒至幾十納秒的量級上，對于線性調(diào)頻信號，該時延造成相位差隨頻率的增加而增加，該延遲被稱為群延遲。群延遲也對信道均衡產(chǎn)生了很大影響。設(shè)定已經(jīng)獲得了真實的數(shù)據(jù)，接下來要做的是盡可能的對數(shù)據(jù)進行有效處理，獲得通道信息，為盡可能準(zhǔn)確的對信道特性研究做準(zhǔn)備。原始數(shù)據(jù)在MATLAB仿真中的圖形如圖所示。 圖 32等間隔

31、抽取 圖 33最小二乘法擬合 圖 34最小二乘法誤差 圖 35三次樣條插值 圖 36三次樣條插值誤差表 31不同擬合方式的誤差分析 采樣方式擬合方式等間隔抽取最大誤差算術(shù)平均誤差方差最小二乘法（8）2.5153-6.8656e-120.5032三次樣條插值（spline）0.0077-2.9221e-047.4015e-06以上是對幾種擬合方法做一簡要分析，下面簡要說明對通道特性擬合的濾波器設(shè)計，以切比雪夫帶通濾波器和巴特沃斯帶通濾波器為例，如下圖所示。 圖 37切比雪夫帶通濾波器 圖 38巴特沃斯帶通濾波器參 考 文 獻1 Kaplan E D 著, 寇艷紅譯. GPS 原理與應(yīng)用(第二版)

32、 M. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2007.2 譚述森. 衛(wèi)星導(dǎo)航定位工程(第二版) M. 北京: 國防工業(yè)出版社, 2010.3 Pratap Misra, Per Enge 著，羅鳴，曹沖，肖雄兵等譯. 全球定位系統(tǒng)信號、測量與性能(第二版) M. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2008.4 干國強, 邱致和. 導(dǎo)航與定位現(xiàn)代戰(zhàn)爭的北斗星 M. 北京: 國防工業(yè)出版社, 2000.5 IRE Subcommittee 7.9 on Noise, “Description of Noise Performance in Receiving Systems,” Proc. IRE, 51, 436

33、, 1963.6 楊志勇. 美軍打響“導(dǎo)航戰(zhàn)”.1/mil/htm/20001113/214233.htm7 邱致和, 王萬義. 國外導(dǎo)航戰(zhàn)技術(shù)的發(fā)展. wxyyjb/2000/1601.htm8 金育兵, 蔣謝彬. GPS系統(tǒng)多徑干擾分析及消除技術(shù) J. 無線電通信術(shù),2001,27(3): 33-34.9 殷海濤, 熊永良. GPS測量中多路徑效應(yīng)的研究 J, 鐵路航測, 2003, 3:12-14.10 劉薈萃. 衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中的多徑誤差分析與抑制技術(shù)研究 D. 長沙: 國防科學(xué)技術(shù)大學(xué)研究生院, 2010.11王青松，習(xí)友寶，肖鵬，等.一種數(shù)字矢量調(diào)制

34、幅相誤差的校正方法J.通信技術(shù)，2010,43(05):19-2312劉毅，何春，張旭東. 一種自適應(yīng)通道均衡技術(shù)及其實現(xiàn)J.通信技術(shù)，201113郭文飛，鄭建生，張?zhí)嵘?，李超? 子帶自適應(yīng)陣列處理的實現(xiàn)與性能分析J，宇航學(xué)報，201114許小東，張煒，戴旭初. 基于功率譜的非均勻子帶自適應(yīng)濾波J.中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)，201215Diniz P S R 著，劉郁林，景曉軍，譚剛兵等譯. 自適應(yīng)濾波：算法與實現(xiàn)（第二版）. 北京：電子工業(yè)出版社，200416郜參觀，鄧云凱，馮錦. 通道失配對多通道子帶合成SAR性能的影響分析與補償J，電子與信息學(xué)報，201217楊慶坤. 基于子帶分解的信道均衡研

35、究M. 電子科學(xué)技術(shù)大學(xué)，201218 Chanf L, Yeh C C. Effect of pointing error on the performance of the projection beamformer J. IEEE Transactions on Antennas and Propagation. 1993, 41(8):1045-1056.19 武思軍，張錦中. 存在指向誤差時的穩(wěn)健自適應(yīng)波束形成算法 J. 哈爾濱工程大學(xué)學(xué)報, 2005, 26(4): 531-535.20 Monzingo R A，Miler T WIntroduction to adaptive arraysNew York：J