三端口半橋變換器的可獨立再生的電力系統(tǒng)系列

1、三端口半橋變換器的可獨立再生的電力系統(tǒng)系列摘要：一種系統(tǒng)的方法來產生三端口半橋變換器（TPHBCS）接口的可再生源，一種儲能電池，并提出了一個獨立的可再生能源負荷的電力系統(tǒng)應用。在變壓器中存在直流偏置電流，半橋變換器的主要電路可以看作為是一個同步整流的降壓變換器，通過功率流動方向可以在可再生能源和電池當中配置，其中電池是一個并聯連接的獨立的電容器。為了使電壓在三端口的任何兩個端口之間獨立調節(jié)，一種快速、同步、各種各樣的可實現調節(jié)被提出。結果，一系列的三端口半橋變換器的一些簡單的拓撲結構和控制，電氣設備數量的減少和任意兩端口單機功率的轉換等優(yōu)點被展現出來，一個同步整流的三端口半橋變換器被作為一個

2、列子來驗證所提出的方法并且實驗結果也再次驗證了三端口半橋變換器的工作原理。這種拓撲結構的理念被進一步擴展，一些新奇的三端口變換器進行不同的用途。關鍵詞：反激式變換器 半橋變換器 再生電力系統(tǒng) 三端口轉換器 拓撲結構1. 說明可再生能源，例如太陽能、潮汐能、風能在自然界中都是間歇性的，燃料電池系統(tǒng)的特點也是緩慢的暫態(tài)響應。為了剛好的提供負載，儲能元件像電池或者超級電容，作為一種能量運作的緩沖，通常在獨立的可再生能源中是需要的，其中幾個獨立的直流直流轉換器按常規(guī)采用1，如圖1（a）所示，它的缺點是高成本、低效率，由于多階段的轉換。為了更好地餓銜接可再生能源、儲能元件和負載下，一個及承諾的三端口轉換

3、器（TPC）如圖1（b）所示將是很好的一個參考2-4。詳細比較二者的解決方案，已在4中給出，它表明了這種集成的三端口轉換器具有較高的系統(tǒng)優(yōu)勢、更高的效率、更低的成本、更快的反應以及緊湊的包裝便于集中控制。由于它顯著的優(yōu)點，像更低的消耗和緊湊的結構，統(tǒng)一的電力管理接口，并且最近許多低成本、多端口的轉換器已經被提出用作不同的用途，如混合電動車輛4-9,燃料電池和電池系統(tǒng)10-12，航空航天動力系統(tǒng)13，14，電池組備用15- 20，和混合能源儲存系統(tǒng)21。許多技術已經被用來提供多端口接口。其中最簡單的方法就是對一個共同母線接幾個階段的轉換器3,4，它不是一個集成的轉換器，因為只有極少數設備是共享的

4、，許多集成的三端口轉換器是由半橋或者全橋拓撲結構通過磁耦合在通過高頻電壓器集成的9-12。然而，這些轉換器利用了大量的開關，導致復雜的駕駛和控制電路，并可能降低性能的集成轉換器。在13-16中，一個三端口拓撲生成是通過引入中間分支，由一個開關和二極管組成，在半橋轉換器（HBC）中很好的表現出來。這種方法是在18進一步發(fā)展分時的概念，提出了綜合的多拓撲結構。半橋變換器是一個隔離的最基本的拓撲結構，它主開關通常是交替操作或者補充的。而在半橋變換器輸入電容可以是作為電壓源和它們的電壓可以被兩個充電并排放下。這是一個暗示，我們可以建立一個TPC從HBC如果我們并行連接的存儲元件，如電池，隨著HBC的分

5、壓電容，因為電池可以充電或放電，通過控制主開關的HBC。本文的主要貢獻是提出一個系統(tǒng)生成三端口半橋變換器的方法（TPHBC）基于功率流分析接口之間和控制功率流，并找到一系列的綜合與簡單的拓撲結構和控制的優(yōu)點，TPHBCS，高集成度，設備數量減少，單級任何三個端口之間的功率轉換。論文組織如下。在第二部分介紹生成三端口半橋變換器的基本思路被提出，一個同步調節(jié)TPHBC作為詳細地分析了實例，驗證了該方法的部分將在第三節(jié)介紹，實驗結果的驗證將在第四節(jié)展現，在第五節(jié)中將進一步進行該三端口半橋變換器拓撲結構的拓展。最后將在第六節(jié)進行總結。功率流負載電池光電池（a）三端口變換器單向直流變換器雙向直流變換器（

6、b）圖1一個獨立的可再生能源發(fā)電系統(tǒng)解決方案：（a）具有多個獨立的轉換器和（b）一個TPC。反激式降壓半橋三端口半橋變換器雙向直流變換器圖2.TPHBC生成過程正向反激式降壓半橋2. 三端口半橋變換器的推導A、理想的三端口半橋變換器電流分析考慮到有三個獨立的功率流光伏發(fā)電系統(tǒng)：1）從光伏到負載，2）從光伏電池到電池3）從電池到負載，如圖1（b），為了得到TPC，三功率流的路徑應該是首先配置，參考如圖2所示。其中變壓器被建模為磁化電感Lm與理想變壓器并聯，從光伏到負載的功率流由半橋提供最初的拓撲結構?？梢钥匆娪幸粋€雙向開關電池，采用磁化電感變壓器LM為濾波電感，寄生在主要的HBC的一面，所以電池

7、并聯一個的輸入電容C2是通過PV操作雙向開關單元作為同步降壓（降壓）整流，然后從光伏電池到負載的功率流就形成了。然后，我們發(fā)現，從電池的功率流的負載也通過了反激變換器（FFC）22。如圖2所示，實際上三端口半橋變換器是由同步降壓整流變換器和反激式變換器集成而來。 從圖2看出，TPC是通過配置導出三功率流路，其中一個單級功率轉換可以在這三個端口之間的任何2個中實現。作為一個TPC，輸出端口通常必須嚴格滿足負載要求，當輸入端口是一個可再生能源時，如光伏發(fā)電應實現最大功率跟蹤獲取能量。因此，輸入與負載不匹配功率時，輸入功率和負載必須被充電或放電通過電池端口，這意味著在TPC的三個端口中的任意兩個應獨

8、立控制，第三個是用于功率平衡。結果，兩個獨立變量被控制是必要的。 然而，在三端口半橋變換器的開關S1和S2必須有驅動的補充，來滿足同步降壓整流的要求，這表明在轉換器中只有一個控制變量存在。因此，我們需要提高衍生tphbc拓撲結構來滿足轉換器的功率控制通過引入另一個控制變量。 為了實現雙端口獨立可控，可以修改圖2的拓撲結構從以下三方面的任何一個：1）快速性調節(jié)來實現輸出電壓控制通過保持兩主開關S1和S2的驅動互補；2）S1和S2分別作為兩個獨立的開關而這樣的路線中磁化電感LM的形成是在S1和S2都有了MOSFET代替原來的二極管同步整流器基礎上；3）S1和S2是獨立運作，而一個額外的續(xù)流支路LM

9、將會主要介紹。B、三端口半橋變換器系列圖3.副邊整流調整式的三端口半橋變換器（1）三端口半橋變換器和后段整流調制：三端口半橋變換器和后段整流調制參考如圖3所示。兩個主開關S1和S2按要求驅動。一個后段整流調整器場效應管S3被引進在兩個整流器中的任何一個，D2來限制電路中的功率。圖4.其他類型的副邊調整式（a）全橋，（b）三繞組伏秒平衡原理在磁化變壓器的電感和輸出濾波電感LM，我們可以得到：Vin = Vb/D1 (1)Vo = nD1*(VinVb)+D3Vb=n(D2+D3)*Vb (2)其中D1和D2是S1和S3在穩(wěn)定態(tài)時的占空比，D3是S3的有效占空比，該驅動信號有S3和S2的重疊部分，

10、輸出電壓Vo。從（1）和（2），該電壓的光伏源VIN可與D1最大功率點的調節(jié)跟蹤（MPPT），以電池電壓VB為常數。和輸出電壓Vo可以進一步嚴格監(jiān)管D3。后段整流調整理念也適用于集中式與其他整流器22除了中心抽頭，如圖4所示。（2）同步調節(jié)TPHBC：如果兩個主要在TPHBC的開關S1和S2，希望是獨立控制的，由于變壓器的磁化電流存在，所以必須要增加額外的電路部分以防S1和S2同時關閉。在某些應用中，高電流或低電壓的情況下，通常采用同步整流器以減少傳導損失。在這些情況下，我們可以采取同步整流器的優(yōu)點，實現S1和S2的獨立控制。所提出的同步調節(jié)的TPHBC（TPHBC-SR）如圖5所示。兩個主開

11、關S1和S2是由占空比為D1和D2的驅動驅動電路驅動，相應的。同步整流MOSFET的S3和S4與S2和S1的驅動互補。因此，當S3和S4導通的時候，S1和S2都關閉，為了縮短變壓器的二次繞組，所以要建立一個任意的線路電流通過磁化電感Lm。伏秒平衡原理在磁化變壓器的電感Lm和輸出濾波電感Lo，我們得到：5.同步調整的三端口半橋整流變換器Vin =(D1 + D2 )·Vb/D1 (3)Vo = nD1*(VinVb)+D2Vb = 2nD2Vb (4)圖6.其他形式的同步調整（a）全橋式（b）電流倍增式對光伏電源VIN的電壓可通過D1調節(jié)，輸出電壓可通過D2控制。操作原則和模式將在第三

12、節(jié)詳細討論. 圖7. 三模態(tài)半橋變換器1316同步調節(jié)的思想也適用于其他整流器，三端口半橋變換器和全橋以及倍流整流在圖6（a）和（b）中所示。應該注意的是在全橋整流器中只有2個主動開關是必要的形成續(xù)流支路，對于變壓器的勵磁電流，如圖所示圖6（b）。（3）三端口半橋整流器主回路：配置續(xù)流回路的Lm在開關S1和S2的通斷之間 在設計當中驅動方案作為兩個獨立的交換機，通過引進額外的控制之路在主回路側直接在半橋整流器拓撲結構當中形成三端口半橋變換器，如 13和16所介紹。在圖7所示。場效應管S3 在上述的續(xù)流回路打開當S1和S2都是斷態(tài)的時候，并且開關二極管D3也限制電流 15。主回路添加端口的思想仍

13、然可以應用在其它半橋整流器的拓撲結構中。電壓之間的關系，VIN，VB，和VO給13，16與（3）和（4）相同。C、對TPHBCS三種類型的分析與比較:每個轉換器都有其優(yōu)點和缺點。幫助工程應用中的一種權衡設計與拓撲選擇，三種TPHBCS之間的比較給出如下。（1）TPHBC與快速調節(jié)：兩個主開關在TPHBC-PR可以通過零電壓開關技術操作，其原理是作為非對稱HBC一樣，用于互補驅動方案。因此，它提供了更少的功率損耗原發(fā)性比其他兩種TPHBCS。此外，S3也可以實現零電壓開關（ZVS）或零電流開關（ZCS）與開關損耗和電磁干擾（電磁干擾）水平退化。當S3打開之前S2，它工作在ZVS，而當它關閉在S2

14、是關閉的，它工作在ZCS。另一方面，因為引入額外的導通損耗在快速控制開關時在次級側的TPHBC-PR對于高負載電流的應用則不好。（2）同步調節(jié)的TPHBC-SR TPHBC：具有最小零件計數。與同步調節(jié)，的TPHBC-SR最適合地應用于低電壓和高電流輸出。另一方面，TPHBC-SR不適合高輸出電壓的應用，因為反向恢復損失與S3和S4的體二極管會降低效率顯著。在第三節(jié)的分析表明，所有的活動開關S1可以操作的開關，這意味著主開關損耗比其他類型的PHBCS高。3）許多變形的TPHBC：許多研究在1316表明，所有開關管的ZVS原發(fā)性自由的TPHBC（TPHBC-PF），如圖所示在圖5中，可以實現。然

15、而，這TPHBC-PF遭受額外的傳導損失由于在主側面引進了另外由一個二極管和MOSFET的回路。它不適合應用于高電流和低電壓通過光伏電池和電池端口。另一方面，該TPHBC-PF具有最小的傳導對二次側的t損失進行負載電流（如TPHBC-PR相同），也沒有額外的開關。和整流二極管和MOSFET可以適應高或低輸出電壓應用。3、同步的TPHBC分析調節(jié)：圖5所示的TPHBC-SR為例驗證所提出的拓撲推導和控制。為了更好地分析工作原理，提出了建議TPHBC-SR拓撲繪制如圖8所示。假設是為了簡化分析，C1，C2，和Co足夠大的三端口，輸入電壓，VB的電壓和VO，穩(wěn)態(tài)期間是恒定的。圖8.三端口半橋變換器同

16、步調整提出的拓撲結構A、運行模式分析忽略了轉換中的功率損耗，我們可以得到：pin = pb + po其中pin , pb , 和 po是通過光伏電池，電池的功率，和負載端口。TPHBC-SR有三個可能的工作狀態(tài)：1）雙輸出（DO）狀態(tài)， pin>po，電池吸收多余的太陽能和負載和電池從光伏發(fā)電；2）雙輸入（DI）狀態(tài)，pin< po并且pin > 0,，電池放電，以滿足的負荷跟隨光伏發(fā)電；3）單輸入單輸出（SISO）狀態(tài)，pin=0，電池供電的負載功率單獨。（1）雙輸出狀態(tài)：模型一，一個開關有三種方式循環(huán)。每一個關鍵波形和等效電路模式在圖中顯示，分別是9和10。模式一 t0,

17、t1：在t0之前，S3和S4是導通的，S1和S2時關斷的當負荷電流和勵磁電流通過S3和S4。在t0之后，S1和S4關閉。一個正電壓被應用到變壓器的初級繞組見圖10（a）：diLm/dt= (Vin Vb)/LmdiLo/dt= (n(Vin Vb )Vo)/Lo (6)iP = iLm + n*iLo模型二 T1 T2：當S1和S3關斷和S2和S4打開，一個負電壓適用于整個變壓器的初級繞組（見圖10（b）：diLm/dt=Vb/LmdiLo/dt= (nVb Vo)/Lo (7)模式二模式三模式一iP = iLm n*iLo圖9.雙輸出狀態(tài)的關鍵波形模式二模式三模式一 圖10. 雙輸出狀態(tài)的每

18、個工作模式的等效電路：（a）t0,t1,(b)t1,t2,(c)t2,t3 圖11.雙輸入的關鍵波形模式二模式一圖12.單向輸入和單向輸出下的關鍵波形圖13. TPHBC-SR提出的控制和調制（a）控制圖，（b）產生PWM，（c）PWM調制器的關鍵波形。模式三 T2T3：在T2，S2和S3打開關閉。電壓在一次繞組被夾緊在零。無論是S3和S4都是導通在負荷電流和勵磁電流之間在這種模式下，（見圖10（c）：diLm/dt= 0diLo/dt=Vo/Lo (8)iP = 0在這種雙輸出狀態(tài)下，作為轉換器的功能的主要部分一個降壓轉換器對電池充電。平均電流IP和ILM是z正值的，如圖9所。（2）雙輸出狀

19、態(tài)：運行模式和等效電路和雙輸出狀態(tài)中是一樣的。唯一的區(qū)是，電池是放電，所以，無論是平均電流IP和ILM是負的，如圖11所示。（3）單輸入單輸出狀態(tài)：當電池為單獨的負載，TPHBC-SR拓撲結構退化為FFC，如前所述，在S1和S2和S3和驅動互補S4是同步整流器。只有兩種運行模式（模式I和II）在一個開關周期和無續(xù)流模式（模式三）了。顯示的關鍵波形在圖12。在模式一和第二模式是完全的在做同樣的情況下在雙輸出模式。B、零電壓分析S3和S4工作自然通過ZVS，由于它們在同步整流MOSFET的體二極管。在第一種工作模式結束時，其中S1關閉，存儲在變壓器漏感電感器的能量被釋放充電或放電的寄生電容器的寄生

20、電容，CDS，S1和S2。結果，S2將在ZVS只有符合下列條件：2Lk (ILm + nILo)2 >CDS*Vb2ILm + nILo > 0 (9)C、設計考慮作為半導體器件的應力，這TPHBC-SR類似于傳統(tǒng)的HBC。但一個關鍵的區(qū)別這2個轉換器是變壓器的磁化電感作為一個電感器。從（5），在穩(wěn)定的狀態(tài)，我們有： VinIin = VbIb + VoIo (10)根據工作模式一我們得到： Iin = D1 (ILm + nIo ) (11)ILM是普通變壓器的勵磁電流，我們有： ILm = Iin/D1 nIo (12)圖14. 實驗中光伏板的仿真電路另一方面，電池電流IB等于

21、平均值一次繞組電流： Ib = D1 (ILm + nIo) + D2 (ILm nIo ) (13)那么，平均變壓器勵磁電流ILM還可以由以下公式給出： ILm = Ib (D1 D2 )nIo/(D1 + D2) (14)D、控制和調制圖13（a）顯示混合動力電池的控制圖系統(tǒng)，而圖13（b）和（c）顯示擬議的調制實現恒定頻率脈沖寬度調制的方法（PWM），在vsaw是鋸齒載波波形用于調制，用vC 和vC2 的控制電壓由反饋控制器。在雙輸出或者雙輸入的狀態(tài)下，如分析根據（3）和（4）和在穩(wěn)定狀態(tài)下，光伏電壓可由開關S1的占空比控制D1。其結果是，通過兩個光伏端口的功率流電池端口可以控制D1。與

22、D1調制vc1，其中介紹了輸出的唯一一個調節(jié)器三個方面：光伏電壓調節(jié)器（IVR）最大功率點跟蹤，電池電壓調節(jié)器（BVR）最大充電電壓電池和電流調節(jié)器（BCR）最大電流分別收取。輸出是嚴格控制的任務開關S2，D2循環(huán)，輸出電壓的調節(jié)（OVR）。如果只 pin>0，則vC1總是 比vC2要高出收益率D1 + D21，這意味著改寫有VC1沒有貢獻無論是雙輸出還是在雙輸入的狀態(tài)中。在SISO模式中，電池放電只有OVR是正值并且vc1和vc2是相同的對于D1 + D2 = 1，這意味著S1和S2驅動互補。事實上，無論是超視距和BCR工作以防止電池從過充電。無論是超視距或BCR活性做狀態(tài)意味著系統(tǒng)需

23、要比其MPP減少光伏發(fā)電然后IVR空閑。4、實驗結果圖15. 穩(wěn)定狀態(tài)下的實驗波形：（a）VP、IP、VDS1，和vgs1在雙輸出狀態(tài)，（b）VP、IP、vgs2，和vgs1在雙輸入狀態(tài)，（c）vp，IP，vgs1，和vgs2在SISO狀態(tài)。 圖16.VGS與VDS 在S1和S2在雙輸入狀態(tài)上。圖17. 工作狀態(tài)：（a）SISO模式DI模式DO模式，（b）DO模式DI模式SISO模式，（C）的MPPT控制電池充電控制，和（D）電池充電控制MPPT控制圖18. 通過減少/增加負載電阻負載暫態(tài)波形（a）輸出電壓控制（b）輸出功率控制下由DSP控制的控制TPHBC-SR原型用表中列出的關鍵參數。電阻

24、R0與直流電源系列是用于模擬PV特性，如圖14所示。轉換器操作的穩(wěn)態(tài)波形，單輸入單輸出模式，分別是圖15中給出了。從圖15（a）和（b）的占空比S1和S2是獨立控制的分別在雙輸出和雙輸入狀態(tài)下。載雙輸出狀態(tài)下ip的平均值是正值，如圖所示圖15（a）電池進行充電，在雙輸入狀態(tài)下ip的平均值是負的，如圖15（b），在電池放電。圖15（c）表明，S1和S2在SISO狀態(tài)補語驅動。所有實驗結果匹配的分析相當不錯，如圖所示。9，11，和12。VGS和VDS對S1和S2在DI狀態(tài)全負荷圖16給出，表明S2接通ZVS。 工作狀態(tài)之間的切換在雙輸出和雙輸入，和SISO之間測試了。圖17（a）顯示了從SISO到

25、雙輸入的轉換開關直流電源開通，然后雙輸出狀態(tài)通過降低串聯電阻，R0。圖17（b）顯示的轉換從雙輸出到雙輸入通過增加R0，然后到SISO狀態(tài)通過切換直流電源關閉。從圖17（a）和（b）電池平衡之間的功率和負載端口和MPPT是活躍在DI和DO狀態(tài)。圖17（c）和（d）之間的過渡顯示控制電池充電控制。在這個實驗中，最大充電電流設置為2 A。然而充電電流小于2，IVR和MPPT是正值。否則，BCR是正值并且MPPT跟蹤待機讓轉換器操作下進行電池充電控制。嚴格控制在每一個工作狀態(tài)，也在狀態(tài)切換。在圖13中給出的控制和調制方案也可以用于與OVR取代恒功率控制輸出功率調節(jié)器。圖18顯示了瞬態(tài)波形在輸出電壓下，用步進負載電阻控制與輸出功率控制。圖18（a）輸入功率保持恒定，輸出電壓為在負載電阻下穩(wěn)定的輸出電壓調節(jié)改變而電池電流/功率的變化來補償負載功率。在圖18中，輸入功率仍保持不變。輸出電壓和電流各不相同，但輸出電力是在穩(wěn)定的輸出功率調節(jié)下舉行的負載電阻變化，電池電流/功率保持不變的結果。5、建議拓撲的擴