無負載平衡依賴性的高效單電感多輸出(SIMO)DC-DC轉換器

1、無負載平衡依賴性的高效單電感多輸出（SIMO）DC-DC轉換器Y. H. Ko, Y. S. Jang, S. K. Han, S. G. LeeKorea Advanced Institute of Science and Technology摘要：本文介紹了一種用新新式控制拓撲結構提供降壓和升壓輸出的單電感 多輸出（SIMO）DC/DC轉換器。在本文提出的開關序列當中，不需要任何特殊的模 塊，能源供應始終是通過一個電感儲存和釋放能量來完成的。 無論降壓和升壓輸 出負載之間的平衡性如何，它都能帶來很高的轉換效率。將本文提出的SIMO型DC-DC轉換器應用到0.35卩m的CMO中，無論輸出之間

2、的平衡性如何，它都能 實現(xiàn)很高的轉換效率。在高負載情況下，測得的最大轉換效率達到 82%。.引言隨著電池供電的便攜式設備市場的發(fā)展， 高效的電源管理集成電路 （PMIC） 的發(fā)展，成為當前一種流行和活躍的研究領域。 DC-DC 轉換器作為 PMIC 中的 不可或缺的功能塊，通過便攜式設備線性放電的電池電壓提供穩(wěn)定的輸出電壓。 在許多需要從一個電池電源獲取多個穩(wěn)定輸出電壓的便攜設備系統(tǒng)中， 很多不同 的 DC-DC 轉換器可以成為產(chǎn)生不同輸出電壓電平的一個可行方法。然而，這種 方法會導致因使用多片式電感器而產(chǎn)生成本和面積需求的增加， 而這對便攜設備 來說是不合適的 。 為了克服這個問題， 研究人

3、員提 出 了單電感多 輸出 （SIMO）DC-DC 變換器。從字面上講，它只需要一個電感來調節(jié)多個輸出電壓。 各種工程 1-4都將重心放在 SIMO 型 DC-DC 轉換器上，它采用每個開關周期的單 一激勵周期， 從而導致性能水平更準確， 并且特點在于更小的輸出電壓紋波和更 快的控制循環(huán) 5。很多工程 1-3提出了各自的控制拓撲結構，每個都有自己的優(yōu) 勢。然而，他們的應用程序都因在降壓和升壓的實現(xiàn)中缺乏靈活性而受到限制。 一項研究 4提出了一種 SIMO 型 DC-DC 轉換器，它可以在減少使用電源開關的 條件下同時提供降壓和升壓輸出。 為了克服不平衡輸出負載所引起的穩(wěn)定性問題， 研究人員提出

4、了一種遲滯模式 4。然而，實現(xiàn)這種滯后模式不僅需要特殊的塊， 例如功率比較器和 卜電壓發(fā)生器電路，而且它還降低了電能轉換效率，這是因為 在降壓輸出充電時電流是通過電阻續(xù)流開關流過的而不是通過電感流動。因此， 本文提出了一種新的控制拓撲結構。 這里呈現(xiàn)一個開關序列， 它可以產(chǎn)生多個降 壓和升壓輸出而無需特殊塊，同時實現(xiàn)很高的轉換效率。本文的結構如下： 第二部分介紹了新提出的控制拓撲結構； 隨后，采用新提 出的控制序列的 DC-DC 轉換器的實現(xiàn)細節(jié)在第三部分展示；測量結果在第 IV 部分給出；結論在第五部分做出。H.所提出的控制拓撲結構的原理如圖 1 所示，新的控制序列可以用來解決遲滯模式 4中

5、的問題。這種采用所 提出的控制序列的 SIMO 型 DC-DC 轉換器具有一個降壓和一個升壓輸出，其運 行過程可以陳述如下。第一階段：開關 SW1 和 SW4 接通用來給降壓輸出充電。此時電感電流Il以(Vin-Voa)/L的速度上升。在接下來的一個階段，需要根據(jù)輸 出負載的狀況來決定選擇流程(2-1)還是(2-2)。當在電感電流達到通過先前報道技 術來控制的峰值電流Ip之前，降壓輸出完成充電并達到預期的電壓水平，那么 就選擇流程(2-1)。此時在流程(2-1)中接通開關SW1和SW3以激勵電感，這樣可 以使Il以Vin/L的斜率增加，直到Il到達Ip。另一方面，如果在Il到達Ip需要 更多的

6、能量調節(jié)降壓輸出，那么就選擇流程(2-2)。在階段(2-2)，開關SW2和SW4 接通，用來在Il以(-Voa/L)的速率減小時提供更多的電荷到降壓輸出中。在階段 (2-1)或(2-2)完成之后，第三階段就開始了，開關SW1和SW5接通，Il以(Vin-Vob)/L的速率減小。一旦升壓輸出達到期望的電壓值，系統(tǒng)就由第三階段 變?yōu)榈谒碾A段，這個階段為續(xù)流階段。在第四階段，開關SW2和SW3導通，以保持恒定的II。在切換周期的末期，程序返回到第一階段。綜上所述，根據(jù)輸出 負載狀況，有兩種類型的控制序列用于調節(jié)降壓和升壓輸出，如表I所示。注意，這可以實現(xiàn)高轉換效率，因為能量輸送總是通過用電感儲存和釋

7、放能量來實現(xiàn)的。 此外，階段(2-1)和階段(2-2)之間的決策過程可以通過數(shù)字化方式實現(xiàn)，而不需要 任何特殊的塊。圖1所提出的SIMO型DC-DC轉換器的控制序列表I基于負載狀態(tài)的控制序列負載狀態(tài)控制序列BuckvBoost12-1 34Buck>Boost1 2 -1 3 4 1 2-2 34皿實現(xiàn)細節(jié)本文提出的無負載平衡依賴性的高效率的 SIMO型DC-DC轉換器的結構框 圖如圖2所示。所提出的控制序列，已在第二部分做出解釋，它可以由控制邏輯 模塊來實現(xiàn)。所需的控制信號(CMr, CMt和CMk)由其他子模塊來生成。峰值電 流Ip,作為決定每個階段占空比的因素之一， 可以通過采用一

8、個續(xù)流電流反饋控 制方案來控制。輸出電壓直接由續(xù)流電流反饋控制方案中的比較器來調節(jié)。單一的補償對一個續(xù)流反饋回路來說是足夠的。續(xù)流電流反饋控制方式的原理是通過比較續(xù)流電流的平均值與基準電流來控制峰值電流。盡管采用了續(xù)流電流反饋控制的基本概念，但是所提出的 SIMO型DC-DC轉換器的DC和AC特性與文 獻2是不同的，因為控制序列是不同的。根據(jù)負載狀況，DC和AC特性分為兩種情況。每種情況都分別在接下來的部分中進行分析。vswJL£LI1TfSW2l-V ConverterSensor"TXTBGRTIPeak-Current Control CircuitSWTSW5Cor

9、CgL_n_3W4Wwwr* Freewheeling Current Sensor DriverREF畑Control LogicDeadTime ControlLogicSlope Compon nation CircuitI Clock圖2所提出的無負載平衡依賴性的高效SIMO型DC-DC轉換器的結構框圖0*3口話 D訂 TSk圖3 (a)情形一(Buck<Boost)及(b)情形二(Buck>Boost)的電感電流波形圖A.情形一：降壓 升壓當升壓輸出功率大于降壓輸出功率， 電流波形如圖3(a)所示。各階段的占空比由下列式子給出：dk1(ik1 一 i fw1)miK(1)

10、dn1(i p - iki)mN1dt1 =丄(ip ifw1)miTdf1 =1 dk1 -'dn1 -'dt1其中，mK , mN1 及mT 分別表示(Vin-Voa)/L, Vin/L及(Vin-Vob)/L。應被調節(jié)至U Iref的續(xù)流電流平均值由下式給出： i f h'： T = df 1 fw1降壓和升壓輸出的平均供應電流由下列式子給出：1.iok，t = 2 (i k1i fw1) d k11Jot ； t 一 ? (ip i fw1 ) dt1由上面的方程(i)-，可以確定靜態(tài)工作點。在工作點處，從Ip到Li的小信號增 益Gi(S)可以通過構建擾動變量的

11、矩陣來計算。B.情形二：降壓 升壓當升壓輸出功率小于降壓輸出功率， 電流波形如圖3(a)所示。各階段的占空 比由下列式子給出：dk2f smK(ik2-i fw3)(8)dn2-fs-(ip - ik2)(9)mN1dt2 -fss (ip _ifw2)(10)mTd f2 = 1 _dk2-dn2 - dt2(11)dk3 =fs二T(ip-ifw2)(12)miKfsdn3(i p 'ik3)(13)mN2dt3 二主(ik3-ifw3)(14)miTd f 3 = 1 - dk3 - dn3 - dt3(15)其中，mN2表示Voa/L。應被調節(jié)到I ref的續(xù)流電流平均值由下式

12、給出：1(if2)T = 2 (d f 2 jfW1+df3 jfw3)(16)降壓和升壓輸出的平均供應電流由下列式子給出：1(iokT =2 (ik2+ifw3)，dk2(17)1=2 «(ip 門趾)dk3 +(ip 63) 63(18)(iot)T'(ip + ifw2)'dt2(19)1 .=(ik3*ifwd dt 32(20)由上面的方程(8)-(20)可以確定靜態(tài)工作點。在工作點處，從ip到旅2 益G2(S)可以通過構建擾動變量矩陣來獲得。圖4展示了計算出的增益 和升壓負載電流的關系，這里根據(jù)負載條件 G?？梢允荊1 0或G20。選擇為：L=10 田,V

13、in=3.7 V , Vok=1.8 V , Vot=5 V , fs=1 MHz 及 增益G0被認為是用來在峰值電流控制電路中補償續(xù)流反饋回路的。的小信號增G0與降壓該設計參數(shù)I ref=30mA 0址"1圖4小信號增益G。與負載電流lok及l(fā)ot的關系C.峰值電流控制電路峰值電流控制電路是一個單極積分器，如圖5所示。為了準確的操作，續(xù)流期間(Dfi，Df2和Df3)Iref的值應選擇大于0.1的數(shù)，因為一個續(xù)流電流傳感器 需要時間來從關閉狀態(tài)轉變?yōu)閷顟B(tài)。 充足的續(xù)流時間也能保證良好的交叉調 節(jié)性能。Ilps(=llp/ Nl)和lfs(=lf/ N2)分別是從峰值電流傳感器和

14、續(xù)流電流傳感器得 到的按比例縮小的電流。續(xù)流反饋環(huán)路的環(huán)路增益是由下式給出：T(s)G(s) A(s) -Go Rc(21)N 2 RpRp 1 +sRc Cc其中N1=N2=N, Rp是I-V轉換器(I-V轉換比)中電阻的值。反饋環(huán)路的單位增 益頻率應該遠遠小于奈奎斯特速率， 通常被設置為開關頻率的十分之一。 因為對 于第二種情況來說，電感電流波形的有效頻率是開關頻率 fs的一半，續(xù)流反饋環(huán) 路的單位增益頻率(盒二G0/(2二Rp Cc)被大概設計成fs/20。圖5峰值電流控制電路圖6本文提出的SIMO型DC-DC轉換器的顯微照片IV .測量結果本文提出的SIMO型DC-DC轉換器是在0.3

15、5卩mCMOS技術基礎上實現(xiàn)的選定的設計參數(shù)如下：Cok=Cot = 22 uF L = 10 田,Vin=3.7V , Vok =1.8V, Vot =5V，而fs=1MHz。圖7展示了所測量的電感電流波形。操作模式根據(jù)輸出負載 狀況變化。圖8展示了最大輸出負載電流的最大輸出波紋。降壓和升壓輸出的最大輸出紋波分別為5.6 mV和4.8 mV。因為即使是ESR的小值，該方案的操作也 是穩(wěn)定的，輸出電壓紋波可以達到最小值。圖9顯示了 10mA到80mA脈沖負載 作用時的負載瞬態(tài)響應。負載電流變化時，對降壓和升壓輸出的負載調節(jié)量分別 為10mV和32mV。圖10顯示了步線在3V和4V之間變化時的線

16、性瞬態(tài)效應。 對于線路變化的降壓和升壓的線路調節(jié)量分別為7mV和7mV。所提出的SIMO型DC-DC轉換器的功率轉換效率如圖11所示。這證明了不論輸出負載如何，高 轉換效率都能實現(xiàn)。負載平衡邊界的模式變化不會使轉換效率下降。本文提出的方法在高負載情況下實現(xiàn)了 82%的最高轉換效率。表II概括了所提出的SIMO 型DC-DC轉換器的關鍵性能。3)(b)圖 7 在(a)情形一 (IoK=10mA 及 IoT=80mA)和(b)情形二(I oK=10mA 及 IoT=80mA)下的電感電流波形圖8 Iok= 80 mA及IoT=80mA時的最大輸出紋波VoteVOT50 mVlOK一 L 一 二扌畑

17、t50叔廠門'I. | | 1 1 . , I « j .k riCTji1 irh r-11 i 11 H u . J'J11. 11 ± d 11 11 i. 1 .1 . 11 i 11. 1fri2 甜由曲圖9在IOT= 10 mA, IOK 從10mA變化到80 mA 及(b) IOK=10mA,IOT 從 10mA 變化到11 1 1 1 1 I I I 1 l| 1 1 1 V I 1 1 1 11 T 1 1 j 1 P 1 ' | III r j -|- |- Y1 T T f 1 .LV<N(- -二一J- 1 - -rr一

18、t 50 mVot1JN-* i b - t -i* mii .T80 mA條件下的負載瞬態(tài)響應Chi 営 CrM圖10 l°K=40mA及l(fā)oT=40mA時線路由3V變化到4V的線路瞬態(tài)響應表H性能總結工藝0.35(1 m CMOS芯片大小1460卩 mX 1250im輸入電壓3.7V(3-4V)開關頻率1MHz電感101 H(400m Q DCR)輸出電容22i H(10mQ ESR)轉換器類型Buck(VOK)Boost(VOT)輸出電壓1.8v5v最大負載電流80mA80mA輸出紋波5.6mV4.8Mv負載調節(jié)量0.142mV/mA0.457mV/mA線路調節(jié)量7mV/V7m

19、V/V圖11所提出的SIMO型DC-DC轉換器的轉換效率V .結論本文提出并實現(xiàn)了適用于調節(jié)降壓和升壓輸出并有著無負載平衡依賴性的 高效率的單電感多輸出（SIMO）DC-DC轉換器。通過采用新提出的控制序列， 輸入的能量可以通過無損電感連續(xù)地傳遞到輸出端，并且沒有電流積累問題。因 此，所提出的SIMO型DC-DC轉換器可以實現(xiàn)與載荷條件無關的高效率。本文 所提出的SIMO型DC-DC轉換器應用到0.35 ym的CMOS技術中，測量結果顯 示即使在高負載情況下也能得到82%的轉換效率。致謝本項研究由科學技術教育部（MEST）和韓國科技進步研究所（KIAT ）通過 對區(qū)域創(chuàng)新的人力資源培訓項目資助

20、。參考文獻1 H.-P. Le, C.-S. Chae, K.-C. Lee, S.-W. Wang, G.-H. Cho, and G.- H. Cho, “ A singhductorswitch ing DC-DC con verter with five outputs and ordered power- distributive con trol,” IEEE J.Solid-State Circuits, vol. 42, no. 12, pp. 2706-2714, Dec. 2007.2 Y.-J. Woo, H.-P. Le, G.-H. Cho, G.-H. Cho, and S.- I. Kim, “ Load independent control ofswitching DC- DC converters with freewheeling current feedback,'-StaiEE J. SolidCircuits, vol. 4