DCDC及PWM控制技術

1、.DC/DC的PWM控制技術 DC/DC變換器廣泛應用于便攜裝置（如筆記本計算機、蜂窩電話、尋呼機、PDA等）中。它有兩種類型，即線性變換器和開關變換器。開關變換器因具有效率高、靈活的正負極性和升降壓方式的特點，而備受人們的青睞。 開關穩(wěn)壓器利用無源磁性元件和電容電路元件的能量存儲特性，從輸入電壓源獲取分離的能量，暫時地把能量以磁場形式存儲在電感器中，或以電場形式存儲在電容器中，然后將能量轉換到負載，實現(xiàn)DC/DC變換。 實現(xiàn)能量從源到負載的變換需要復雜的控制技術?，F(xiàn)在，大多數(shù)采用PWM（脈沖寬度調(diào)制）技術。從輸入電源提取的能量隨脈寬變化，在一固定周期內(nèi)保持平均能量轉換。PWM的占空因數(shù)（）是

2、“on”時間（ton，從電源提取能量的時間）與總開關周期（T）之比。對于開關穩(wěn)壓器，其穩(wěn)定的輸出電壓正比于PWM占空因數(shù)，而且控制環(huán)路利用“大信號”占空因數(shù)做為對電源開關的控制信號。 開關頻率和儲能元件 DC/DC變換器中，功率開關和儲能元件的物理尺寸直接受工作頻率影響。磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。隨著頻率的提高，為保持恒定的功率所要求的電感相應地減小。由于電感與磁性材料的面積和線匝數(shù)有關，所以可以減小電感器的物理尺寸。 電容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以儲能電容器可實現(xiàn)類似的尺寸減小。元件尺寸的減小對于電源設計人員和系統(tǒng)設計人員來說都是非常重

3、要的，可使得開關電源占用較小的體積和印刷電路板面積。 開關變換器拓撲結構 開關變換器的拓撲結構系指能用于轉換、控制和調(diào)節(jié)輸入電壓的功率開關元件和儲能元件的不同配置。很多不同的開關穩(wěn)壓器拓撲結構可分為兩種基本類型：非隔離型（在工作期間輸入源和輸出負載共用一個共同的電流通路）和隔離型（能量轉換是用一個相互耦合磁性元件（變壓器）來實現(xiàn)的，而且從源到負載的耦合是借助于磁通而不是共同的電器）。變換器拓撲結構是根據(jù)系統(tǒng)造價、性能指標和輸入線/輸出負載特性諸因素選定的。 非隔離開關變換器 有四種基本非隔離開關穩(wěn)壓器拓撲結構用于DC/DC變換器。 1. 降壓變換器降壓變換器將一輸入電壓變換成一較低的穩(wěn)定輸出電

4、壓。輸出電壓（Vout）和輸入電壓（Vin）的關系為：Vout/Vin=（占空因數(shù)）Vin>Vout 2. 升壓變換器 升壓變換器將一輸入電壓變換成一較高的穩(wěn)定輸出電壓。輸出電壓和輸入電壓的關系為： Vout/Vin=1/（1-）Vin 3. 逆向變換器 逆向變換器將一輸入電壓變換成一較低反相輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關系為： Vout/Vin=-/（1-）Vin>|Vout| 4.Cuk變換器 Cuk(“丘克”)變換器將一輸入電壓變換成一穩(wěn)定反相較低值或較高值輸出電壓（電壓值取決于占空因數(shù)）。輸出電壓輸入電壓的關系為： Vout/Vin=-/（1-）|Vin|>|Vou

5、t|，<0.5|Vin|<|Vout|，>0.5 隔離開關變換器 有很多隔離開關變換器拓撲結構，但其中三種比較通用，它們是：逆向變換器、正向變換器、推挽變換器。在這些電路中，從輸入電源到負載的能量轉換是通過一個變壓器或其他磁通耦合磁性元件實現(xiàn)的。 1. 逆向隔離變換器 逆向隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩(wěn)定的取決于變壓器匝數(shù)比的較低值或較高值輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關系式為： Vout/Vin=（1/N）（/（1-）Vin>Vout或Vin 式中N為變壓器匝數(shù)比。 2. 正向隔離變換器 正向隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩(wěn)定的取決于變壓器匝數(shù)比的較低值或較高值輸出

6、電壓。輸出電壓和輸入電壓關系為：Vout/Vin=（1/N）Vin>Vout或Vin 3. 推挽隔離變換器 推挽隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩(wěn)定較低值輸出電壓。它們的關系為： Vout/Vin=（2/N）Vin>Vout PWM控制技術 控制開關DC/DC變換器的反饋回路和穩(wěn)壓特性有兩種方法：電壓模式控制和電流模式控制。在電壓模式控制中，變換器的占空因數(shù)正比于實際輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差差值；在電流模式控制中，占空因數(shù)正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數(shù)之間的誤差差值?？刂齐娏骺梢允欠歉綦x拓撲結構中的開關電流或隔離拓撲結構中的變壓器初級電流。電壓模式控制只響應（調(diào)節(jié)變換

7、器的占空因數(shù)）輸出（負載）電壓的變化。這意味著變換器為了響應負載電流或輸入線電壓的變化，它必須“等待”負載電壓（負載調(diào)整）的相應變化。這種等待/延遲會影響變換器的穩(wěn)壓特性，通?！暗却笔且粋€或多個開關周期。負載或輸入電壓擾動會產(chǎn)生相應（盡管不一定成比例）的輸出電壓干擾。 在此電路中，A1是環(huán)路誤差放大器，A2是PWM比較器，A3是輸出驅動器（與功率開關的接口）。斜波振蕩器提供輸出電壓VOSC，VOSC在變換器開關周期ts期間從OV到某最大值（對應于最大占空因數(shù)）呈線性斜波。誤差放大器對精密溫度補償基準（VREF）和變換器輸出電壓分量Vout（R2/（R1+R2）之間的差值進行比較。A1的輸出V

8、E正比于基準電壓和Vout之間的差值。假若輸出電壓為零，則A1的輸出為其最大值，此最大值與振蕩器輸出斜波最大值相同。當在PWM比較器A2的輸入存在這種條件時，則A2的輸出電壓在變換器整個開關周期中保持在最大值。所以，當Vout為最小值時，占空因數(shù)是在其最大值。 假若實際的輸出電壓超過Vout的調(diào)整范圍，則A1的輸出將為（或接近）零。在這種條件下，A2的輸出在整個開關周期期間將保持在其最小值。輸出電壓和變換器占空因數(shù)之間的反比關系（即輸出電壓太低會產(chǎn)生最大占空因數(shù)，輸出電壓太高會產(chǎn)生最小占空因數(shù)）為變換器的控制環(huán)路提供穩(wěn)定的反饋機構。假若能有一種機械使PWM控制可以在單個變換周期內(nèi)響應負載電流的

9、變化，則“等待”問題和與電壓模式控制有關的相應負載調(diào)整補償可以消除。用電流模式控制做到這點是可能的。 電流模式控制把變換器分成兩條控制環(huán)路電流控制通過內(nèi)部控制環(huán)路而電壓控制通過外部控制環(huán)路。其結果在逐個開關脈沖上不僅僅可以響應負載電壓的變化而且也可響應電流的變化。 上圖示出一個典型的電流模式PWM控制電路。在此電路中，A1是電壓環(huán)路誤差放大器，A2是PWM比較器，A3是輸出驅動器（與功率開關的接口）。振蕩器以開關頻率fs提供窄同步脈沖。它把PWM鎖存（G1）的輸出（Q）置于邏輯高態(tài)并表示另一變換周期的開始。 和電壓模式控制的情況一樣，誤差放大器A1對精密溫度補償基準（VREF）和變換器輸出電壓

10、分量Vout（R2/（R1+R2）之間的差值進行比較。A1的輸出正比于基準電壓和Vout之間的差值。 假若輸出電壓為零，則A1輸出是它的最大值。假若輸出電壓超過Vout的調(diào)整范圍，則A1輸出將為（或接近）零。所以，當變換器輸出正在調(diào)整時A1的輸出處在最大和最小值之間的某一平均值（VA）。此值對PWM比較器A2是反相輸入，實質(zhì)上它變成電流反饋信號的基準。 注意，假若在A2的-輸入上電壓大于其+輸入上的電壓，則A2的輸出電壓是在其最小值（邏輯低態(tài)）。假若電阻器Rs感測到開關或初級電流，則呈現(xiàn)在A2+輸入端的電壓Vs為IsRs，Vs電壓正比于開關電流。當Vs值達到VA值時，A2輸出將轉換到它的最大值（邏輯高態(tài)）并復位PWM鎖存G1，使G1的輸出轉換到邏輯低態(tài)。這種作用確定整個開關周期期間的時間，在此期間G1的輸出是高態(tài)并確定變換器的占空因數(shù)。 電