振幅調(diào)制解調(diào)精品課件6

1、 非線性電路具有頻率變換的功能，即通過非線性器件非線性電路具有頻率變換的功能，即通過非線性器件相乘的作用產(chǎn)生與輸入信號波形的頻譜不同的信號。相乘的作用產(chǎn)生與輸入信號波形的頻譜不同的信號。 當(dāng)頻率變換前后，信號的頻譜結(jié)構(gòu)不變，只是將信號當(dāng)頻率變換前后，信號的頻譜結(jié)構(gòu)不變，只是將信號頻譜無失真在頻率軸上搬移，則稱之為線性頻率變換，具頻譜無失真在頻率軸上搬移，則稱之為線性頻率變換，具有這種特性的電路稱之為頻譜搬移電路。如下圖所示有這種特性的電路稱之為頻譜搬移電路。如下圖所示6.1 概概述述非線性器 件主振帶通f0, 2Fmax調(diào)制信號f0ff0fmaxf02f0ff0f(a) 調(diào)幅原理調(diào)幅原理非線性

2、器 件本振帶通fi, 2Fmax高放f0f到中放fi=fO-fSfSffiffif(c) 混頻原理混頻原理中放來非線性器 件低通Fmax到功放0Fmaxf0fFmaxf12f1f1f(b) 檢波原理檢波原理6.2 振幅調(diào)制振幅調(diào)制 調(diào)制是將要傳送的信息裝載到某一高頻振蕩調(diào)制是將要傳送的信息裝載到某一高頻振蕩(載頻載頻)信號信號上去的過程。上去的過程。 按照所采用的載波波形區(qū)分，調(diào)制可分為連續(xù)波按照所采用的載波波形區(qū)分，調(diào)制可分為連續(xù)波(正弦正弦波波)調(diào)制和脈沖調(diào)制。調(diào)制和脈沖調(diào)制。 連續(xù)波調(diào)制以單頻正弦波為載波，可用數(shù)學(xué)式表示，連續(xù)波調(diào)制以單頻正弦波為載波，可用數(shù)學(xué)式表示，受控參數(shù)可以是載波的

3、幅度受控參數(shù)可以是載波的幅度A，頻率，頻率 或相位或相位 。因而有調(diào)幅。因而有調(diào)幅(AM)、調(diào)頻、調(diào)頻(FM)和調(diào)相和調(diào)相(PM)三種方式。三種方式。6.2.1 調(diào)幅信號的分析調(diào)幅信號的分析設(shè)設(shè) 簡諧調(diào)制信號簡諧調(diào)制信號 載波信號載波信號 tcosV) t (vtcosV) t (o00v 調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式則則 調(diào)幅信號為調(diào)幅信號為tcosVKV) t (Vdo) tcosVVK1 (Vodo) tcosm1 (Vao 稱為調(diào)幅指數(shù)即調(diào)幅度，是調(diào)幅波的主要參數(shù)稱為調(diào)幅指數(shù)即調(diào)幅度，是調(diào)幅波的主要參數(shù) 之一，它表示載波電壓振幅受調(diào)制信號控制后改變的程之一，它表示載波電壓振幅受

4、調(diào)制信號控制后改變的程 度。一般度。一般0ma1。 odaVVKm 通常調(diào)制要傳送的信號波形是比較復(fù)雜的，但無論多么通常調(diào)制要傳送的信號波形是比較復(fù)雜的，但無論多么復(fù)雜的信號都可用傅氏級數(shù)分解為若干正弦信號之和。為了復(fù)雜的信號都可用傅氏級數(shù)分解為若干正弦信號之和。為了分析方便起見，我們一般把調(diào)制信號看成一簡諧信號。分析方便起見，我們一般把調(diào)制信號看成一簡諧信號。(1)(2) 普通調(diào)幅波的波形圖普通調(diào)幅波的波形圖 當(dāng)載波頻率當(dāng)載波頻率 調(diào)制信號頻率調(diào)制信號頻率 ，0ma1，則可畫出，則可畫出和已調(diào)幅波形分別如下圖所示。從圖中可看出調(diào)幅波是一個和已調(diào)幅波形分別如下圖所示。從圖中可看出調(diào)幅波是一個載

5、波振幅按照調(diào)制信號的大小線性變化的高頻振蕩，其振蕩載波振幅按照調(diào)制信號的大小線性變化的高頻振蕩，其振蕩頻率保持載波頻率不變，如下圖所示。頻率保持載波頻率不變，如下圖所示。oominooomaxominmaxaVVVVVVV)VV(21m 當(dāng)時當(dāng)時ma 1時，調(diào)幅達(dá)到最大值，稱為百分之百調(diào)幅。時，調(diào)幅達(dá)到最大值，稱為百分之百調(diào)幅。若若ma 1，AM信號波形某一段時間振幅為將為零，稱為過調(diào)信號波形某一段時間振幅為將為零，稱為過調(diào)制。制。設(shè)設(shè)(3)調(diào)制信號載波信號的振幅調(diào)制過程f)f(Ps頻譜圖頻譜圖wcwc-fwc+f已調(diào)信號 調(diào)幅信號的頻譜及帶寬調(diào)幅信號的頻譜及帶寬將調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式展開，可得

6、到將調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式展開，可得到tcos) tcosm1 (V) t (oaovt )cos(Vm21t )cos(Vm21tcosVooaooaoomax00max0+max非正弦波調(diào)幅信號的頻譜圖非正弦波調(diào)幅信號的頻譜圖由圖看出調(diào)幅過程實(shí)際上是由圖看出調(diào)幅過程實(shí)際上是一種頻譜搬移過程，即將調(diào)一種頻譜搬移過程，即將調(diào)制信號的頻譜搬移到載波附制信號的頻譜搬移到載波附近，成為對稱排列在載波頻近，成為對稱排列在載波頻率兩側(cè)的上、下邊頻，幅度率兩側(cè)的上、下邊頻，幅度均等于均等于oaVm21(4) 普通調(diào)幅波的功率關(guān)系普通調(diào)幅波的功率關(guān)系將將 作用在負(fù)載電阻作用在負(fù)載電阻R R上上tcos) tco

7、sm1 (Voao) t (v載波功率載波功率RV21P2ooT每個邊頻功率每個邊頻功率( (上邊頻或下邊頻上邊頻或下邊頻) )oT2a2oa2SB1SBPm41RVm2121PP在調(diào)幅信號一周期內(nèi)，在調(diào)幅信號一周期內(nèi)，AM信號的平均輸出功率是信號的平均輸出功率是oT2aDSBoTAMP)m211 (PPP因?yàn)橐驗(yàn)閙a1，所以邊頻功率之和最多占總輸出功率的，所以邊頻功率之和最多占總輸出功率的2/3。 調(diào)幅波中至少有調(diào)幅波中至少有2/3的功的功率不含信息，從有效地利用發(fā)率不含信息，從有效地利用發(fā)射機(jī)功率來看，普通調(diào)幅波是射機(jī)功率來看，普通調(diào)幅波是很不經(jīng)濟(jì)的。很不經(jīng)濟(jì)的。(5)(6)(7)(1)(

8、1)抑制載波的雙邊帶調(diào)幅抑制載波的雙邊帶調(diào)幅 為了克服普通調(diào)幅波效率低的缺點(diǎn)，提高設(shè)備的功率利用為了克服普通調(diào)幅波效率低的缺點(diǎn)，提高設(shè)備的功率利用率，可以不發(fā)送載波，而只發(fā)送邊帶信號。率，可以不發(fā)送載波，而只發(fā)送邊帶信號。 這就是抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波這就是抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波(DSB AM)其數(shù)學(xué)表達(dá)式為其數(shù)學(xué)表達(dá)式為t )cos(Vm21t )cos(Vm21) t (VooaooaDSBtcostcosV) t (VooDSB 其所占據(jù)的頻帶寬度仍為調(diào)制信號頻譜中最高頻率的兩其所占據(jù)的頻帶寬度仍為調(diào)制信號頻譜中最高頻率的兩倍，即倍，即maxDSBF2B 雙邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅波雙邊帶調(diào)

9、幅與單邊帶調(diào)幅波降低發(fā)射功降低發(fā)射功率的辦法率的辦法(8)(9)(2)單邊帶調(diào)幅單邊帶調(diào)幅 上邊頻與下邊頻的頻譜分量對稱含有相同的信息。也上邊頻與下邊頻的頻譜分量對稱含有相同的信息。也可以只發(fā)送單個邊帶信號，稱之為單邊帶通信可以只發(fā)送單個邊帶信號，稱之為單邊帶通信(SSB)。t )cos(Vm21) t (Vooat )cos(Vm21) t (Vooa其表達(dá)式為：其表達(dá)式為： 或或maxSSBFB其頻帶寬度為：其頻帶寬度為：(10)(11)電壓電壓表達(dá)式表達(dá)式普通調(diào)幅波普通調(diào)幅波tcos) tcosm1 (V0a0載波被抑制雙邊帶調(diào)幅波載波被抑制雙邊帶調(diào)幅波tcostcosVm00a單邊帶信

10、號單邊帶信號t )cos(V2m00a) t )cos(V2m(00a或波形圖波形圖頻譜圖頻譜圖0-0+m0aVm210-0+m0aVm21信號信號帶寬帶寬)2( 2)2( 2)2( 2 0- 0+ 表表9-1 三種振幅調(diào)制信號三種振幅調(diào)制信號(3) 殘留邊帶調(diào)幅殘留邊帶調(diào)幅0.75MHz6MHz1.25MHz6.25MHzfcf0.75MHz中頻6.25MHzf0.75MHz50%(a) 廣播電視臺系統(tǒng)發(fā)端濾波器特性廣播電視臺系統(tǒng)發(fā)端濾波器特性 (b) 電視接收系統(tǒng)中頻濾波器特性電視接收系統(tǒng)中頻濾波器特性 殘留邊帶調(diào)幅殘留邊帶調(diào)幅(記為記為VSB AM)它在發(fā)射端發(fā)送一個完整的它在發(fā)射端發(fā)送

11、一個完整的邊帶信號、載波信號和另一個部分被抑制的邊帶信號。邊帶信號、載波信號和另一個部分被抑制的邊帶信號。 這樣它既保留了單邊帶調(diào)幅節(jié)省頻帶的優(yōu)點(diǎn)，且具有濾這樣它既保留了單邊帶調(diào)幅節(jié)省頻帶的優(yōu)點(diǎn)，且具有濾波器易于實(shí)現(xiàn)、解調(diào)電路簡單的特點(diǎn)。波器易于實(shí)現(xiàn)、解調(diào)電路簡單的特點(diǎn)。在廣播電視系統(tǒng)中圖象信號就是采用殘留邊帶調(diào)幅。在廣播電視系統(tǒng)中圖象信號就是采用殘留邊帶調(diào)幅。6.2.2 振幅調(diào)制電振幅調(diào)制電路路 調(diào)幅波的共同之處都是在調(diào)幅前后產(chǎn)生了新的頻率分調(diào)幅波的共同之處都是在調(diào)幅前后產(chǎn)生了新的頻率分量，也就是說都需要用非線性器件來完成頻率變換。量，也就是說都需要用非線性器件來完成頻率變換。帶通v AM(

12、t)ov(t)V0(t)(a) 普通調(diào)幅波實(shí)現(xiàn)框圖普通調(diào)幅波實(shí)現(xiàn)框圖 v(t)vDSB(t)vo(t)(b) 抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波v(t)v DSB(t)帶通v SSB(t)v o(t) 0+或0(c) 單邊帶調(diào)幅波實(shí)現(xiàn)框圖單邊帶調(diào)幅波實(shí)現(xiàn)框圖原理框圖如圖：原理框圖如圖： 高電平調(diào)幅電路高電平調(diào)幅電路 一般置于發(fā)射機(jī)的最后一級，是在功率電平較高的一般置于發(fā)射機(jī)的最后一級，是在功率電平較高的情況下進(jìn)行調(diào)制。情況下進(jìn)行調(diào)制。 低電平調(diào)幅電路低電平調(diào)幅電路 一般置于發(fā)射機(jī)的前級，再由線性功率放大器放大一般置于發(fā)射機(jī)的前級，再由線性功率放大器放大已調(diào)幅信號，得到所要求功率的調(diào)幅

13、波。已調(diào)幅信號，得到所要求功率的調(diào)幅波。按調(diào)制電路輸出功率的高低可分為：按調(diào)制電路輸出功率的高低可分為：T 高電平調(diào)幅電高電平調(diào)幅電路路 高電平調(diào)幅電路需要兼顧輸出功率、效率和調(diào)制線性高電平調(diào)幅電路需要兼顧輸出功率、效率和調(diào)制線性的要求。的要求。最常用的方法是對功放的供電電壓進(jìn)行調(diào)制。最常用的方法是對功放的供電電壓進(jìn)行調(diào)制。 根據(jù)調(diào)制信號控制方式的不同，對晶體管而言，高電根據(jù)調(diào)制信號控制方式的不同，對晶體管而言，高電平調(diào)幅又可分為平調(diào)幅又可分為基極調(diào)幅基極調(diào)幅和和集電極調(diào)幅集電極調(diào)幅。1、集電極調(diào)幅電路、集電極調(diào)幅電路vb(t)+VcT+VBB+Vc(t)+vCEvBE+LCvcv+集電極調(diào)幅

14、電路集電極調(diào)幅電路調(diào)制信號調(diào)制信號 經(jīng)低頻變經(jīng)低頻變壓器加在集電極上，并與直流壓器加在集電極上，并與直流電源電壓電源電壓VcT相串饋。相串饋。高頻載波高頻載波v0(t)=v0cos經(jīng)高頻變壓器經(jīng)高頻變壓器加在基極回路中。加在基極回路中。tcosvv集電極調(diào)幅在調(diào)制信號一周期內(nèi)的各平均功率：集電極調(diào)幅在調(diào)制信號一周期內(nèi)的各平均功率：u 集電極有效電源電壓集電極有效電源電壓Vc(t)供給被調(diào)放大器的總平均功率供給被調(diào)放大器的總平均功率)m211(PP2aTav 集電極直流電源集電極直流電源VcT所供給的平均功率則為所供給的平均功率則為COTCTTIVPP 調(diào)制信號源調(diào)制信號源Vc 供給的平均功率供

15、給的平均功率COTCT2aavcIV2mPPP 平均輸出功平均輸出功率率)m211 (PP2aT0oav 集電極平均耗散功集電極平均耗散功率率)m211 (PP2aCToav(12)(13)(14)(15)(16) 集電極效率集電極效率T2aT2aoTavoavav)2m1 (P)2m1 (PPP結(jié)論：結(jié)論：2) 總輸入功率分別由總輸入功率分別由VCT與與VC 所供給，所供給，VCT供給用以產(chǎn)供給用以產(chǎn) 生載波功率的直流功率生載波功率的直流功率P=T，VC 則供給用以產(chǎn)生邊則供給用以產(chǎn)生邊 帶功率的平均功率帶功率的平均功率PDSB。1) 平均功率均為載波點(diǎn)各功率的平均功率均為載波點(diǎn)各功率的(

16、)( )倍倍2am2113) 集電極平均耗散功率等于載波點(diǎn)耗散功率的集電極平均耗散功率等于載波點(diǎn)耗散功率的( )倍，倍， 應(yīng)根據(jù)這一平均耗散功率來選擇晶體管，以使應(yīng)根據(jù)這一平均耗散功率來選擇晶體管，以使PCMPcav。2am211輸出的邊頻功率由調(diào)制器供給的功率轉(zhuǎn)換得到，大功輸出的邊頻功率由調(diào)制器供給的功率轉(zhuǎn)換得到，大功 率集電極調(diào)幅就需要大功率的調(diào)制信號電源。率集電極調(diào)幅就需要大功率的調(diào)制信號電源。(17)2、 基極調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路Cvb(t)Vcc+L+VBTvb+VB(t)Vccvc(t)基極調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路 與集電極調(diào)幅電路與集電極調(diào)幅電路同樣的分析，可以認(rèn)同樣的分析，可以認(rèn)為

17、為VB(t)=VBT+v (t)是是放大器的基極等效低放大器的基極等效低頻供電電源。頻供電電源。 因?yàn)橐驗(yàn)閂B(t)隨調(diào)制信號隨調(diào)制信號v (t)變化，如果要求放大器的輸變化，如果要求放大器的輸出電壓也隨調(diào)制信號變化，則應(yīng)使輸出電壓隨出電壓也隨調(diào)制信號變化，則應(yīng)使輸出電壓隨VB(t)變化。變化。 放大器應(yīng)工作在欠壓區(qū)，保證輸出回路中的基波電流放大器應(yīng)工作在欠壓區(qū)，保證輸出回路中的基波電流Ic1m、輸出電壓輸出電壓Vc(t)按基極供電電壓按基極供電電壓VBT(t)變化，從而實(shí)現(xiàn)輸出電變化，從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓隨調(diào)制電壓變化的調(diào)幅。壓隨調(diào)制電壓變化的調(diào)幅。6.2.3 二極管電路 二極管頻率搬移電路的二

18、極管頻率搬移電路的特點(diǎn)：電路簡單、工作頻帶寬等。一、一、 單二極管電路單二極管電路 單二極管電路的原理電路如圖5-4所示，輸入信號u1和控制信號（參考信號）u2相加作用在非線性器件二極管上。圖中用傳輸函數(shù)為H(j)的濾波器取出所需信號。 通常u2u1，且u20.5V，即二極管工作在大信號狀態(tài)。單二極管電路 H(j)u1u2uoVDiD 忽略輸出電壓u。對回路的反作用, 這樣,加在二極管兩端的電壓uD為:12Duuu由于二極管工作在大信號狀態(tài)，由于二極管工作在大信號狀態(tài)，主要工作在截止區(qū)和主要工作在截止區(qū)和導(dǎo)通區(qū)，此時二極管的導(dǎo)通區(qū)，此時二極管的伏安特性可近似用折線近似。伏安特性可近似用折線近似

19、。折線的斜率為折線的斜率為gD，此時，此時二極管可等效為一個受控開關(guān)二極管可等效為一個受控開關(guān)，控制電壓就是uD。有0DDDpDDpg uuViuV二極管伏安持性的折線近似uti0u(a)u0(b)iVpgDrD1u0(c)igDSucgD(t)gD(1/rD)(d) 由前已知,U2U1,而uDu1+u2,可進(jìn)一步認(rèn)為二極管的通斷主要由u2控制,可得220DDpDpg uuViuV 一般情況下一般情況下,Vp較小較小,有有U2Vp,可令可令Vp=0(也可在也可在電路中加一固定偏置電壓電路中加一固定偏置電壓Eo,用以抵消用以抵消Vp,在這種情況下，在這種情況下，uDEo+u1+u2）,式（式（5

20、-30）可進(jìn)一步寫為）可進(jìn)一步寫為22000DDDg uuiu 設(shè)u2U2 cos2t，則u20對應(yīng)于2n-/22t 2n+/2，n=0,1,2, 故有(5-31)式寫為：222222302222DDDg untnintn 上式也可以合并寫成2( )()DDDDig t ug Kt u 式中,g（t）為時變電導(dǎo),受u2的控制;K（2t）為開關(guān)函數(shù),它在u2的正半周時等于1,在負(fù)半周時為零,即22212222()302222ntnKtntn 如圖5-6所示,這是一個單向開關(guān)函數(shù)。由此可見,在前面的假設(shè)條件下在前面的假設(shè)條件下,二極管電路可等效一線性時變電二極管電路可等效一線性時變電路路,其時變電

21、導(dǎo)其時變電導(dǎo)g（t）為：2( )()Dg tg Kt 圖5-6 u2與K（2t）的波形圖 2t02t012t)u2 K（2t）是一周期性函數(shù),其周期與控制信號u2的周期相同,可用一傅里葉級數(shù)展開,其展開式為:2222121222()coscos3cos52352( 1)cos(21)(21)nKttttntn (5-36) 代入式（5-33）有 2221222coscos3cos5235DDDigtttu(5-37) 若u1U1cos1t,為單一頻率信號,代入上式有211222222121121121121121121coscos2222cos2cos431522cos()cos()22cos

22、(3)cos(3)3322cos(5)cos(5)55DDDDDDDDDDDDgggiUUtUtg Utg Utg Utg Utg Utg Utg Utg Ut(5-38) 由上式可以看出，流過二極管的電流iD中的頻率分量有：（1）輸入信號u1和控制信號u2的頻率分量1和2;（2）控制信號u2的頻率2的偶次諧波分量;（3）由輸入信號u1的頻率1與控制信號u2的奇次諧波分量的組合頻率分量（2n+1）21,n=0,1,2,。2、 環(huán)形調(diào)制器環(huán)形調(diào)制器 1基本電路 (1) 電路結(jié)構(gòu) 圖5-9（a）為二極管環(huán)形電路的基本電路。與二極管平衡電路相比，只是多接了兩只二極管VD3和VD4，四只二極管方向一致

23、；組成一個環(huán)路,因此稱為二極管環(huán)形電路。 (2) 工作過程 當(dāng)u20時，VD1、VD2導(dǎo)通，VD3、VD4截止； 當(dāng)u20時，VD1、VD2截止，VD3、VD4導(dǎo)通；因此在理想情況下，是兩個獨(dú)立的平衡電路疊加而成。二極管環(huán)形電路 T1RLT2iLi1i2u2(a)VD1VD4VD3VD2i3i4T1RLT2iL1i1i2u2(b)VD1VD2T1RLT2iL2u2(c)VD4VD3i3i4u1u1u1u1u1u1 工作原理 二極管環(huán)形電路的分析條件與單二極管電路和二極管平衡電路相同。平衡電路1與前面分析的電路完全相同。根據(jù)圖5-9（a）中電流的方向,平衡電路1和2在負(fù)載RL上產(chǎn)生的總電流為 i

24、L=iL1+iL2=(i1-i2)+(i3-i4)其中， iL1與普通平衡型完全相同，而由于VD3、VD4導(dǎo)通與普通平衡型電路晚半個周期，且導(dǎo)通時為u2的負(fù)半周，故有2221212()2()2LDDTig Ktug Ktu 221212()()2()LDDigKtKtug Kt u 環(huán)形電路的開關(guān)函數(shù)波形圖 2t02t012t)u2(t)2t012t )2t012t)1 由此可見K（ 2t ）、K（ 2t -）為單向開關(guān)函數(shù),K（2t）為雙向開關(guān)函數(shù),且有222222210()()()10()()1uKtKtKtuKtKt由此可得K（2t-）、K(2t）的傅里葉級數(shù):222222222212(

25、)1()1222coscos3cos52352( 1)cos(21)(21)444()coscos3cos5354( 1)cos(21)(21)nnKtKttttntnKttttntn 當(dāng)u1=U1cos1t時, 12112112112112112144cos()cos()44cos(3)cos(3)3344cos(5)cos(5)55LDDDDDDig Utg Utg Utg Utg Utg Ut由此可得，輸出中由此可得，輸出中只有只有u2的奇次諧波（含基波）與輸入的奇次諧波（含基波）與輸入信號信號u1的頻率組合。的頻率組合。將輸入信號的基波成分抵消了。將輸入信號的基波成分抵消了。實(shí)際的環(huán)形

26、電路u1u23、環(huán)形（雙平衡）電路的實(shí)際應(yīng)用、環(huán)形（雙平衡）電路的實(shí)際應(yīng)用（1）采用并聯(lián)二極管）采用并聯(lián)二極管雙平衡混頻器組件的外殼和電原理圖13572468(a)T1VD4VD1VD2VD35678LO1F34RF12(b)T2（2）采用混頻器組件）采用混頻器組件u1u2 例2 在圖5-12的雙平衡混頻器組件的本振口加輸入信號u1,在中頻口加控制信號u2,輸出信號從射頻口輸出,如圖5-13所示。忽略輸出電壓的反作用,可得加到四個二極管上的電壓分別為 uD1=u1-u2 uD2=u1+u2 uD3=-u1-u2 uD4=-u1+u2 1雙平衡混頻器組 件27834u2u1uo雙平衡混頻器組件的

27、應(yīng)用 這些電流為 i1=gDK（2t-）uD1 i2=gDK（2t）uD2 i3=gDK（2t-）uD3 i4=gDK（2t）uD4 這四個電流與輸出電流i之間的關(guān)系為 i=-i1+i2+i3-i4=（i2-i4）-（i1-i3） =2gDK（2t）u1-2gDK（2t-）u1 =2gDK(2t)u1 由前面的討論可知，由前面的討論可知，實(shí)現(xiàn)頻譜搬移的核心是相乘實(shí)現(xiàn)頻譜搬移的核心是相乘器器，而，而實(shí)現(xiàn)相乘的方法很多，而差分對是實(shí)現(xiàn)相乘的基實(shí)現(xiàn)相乘的方法很多，而差分對是實(shí)現(xiàn)相乘的基本電路之一。本電路之一。一、單差分對電路一、單差分對電路 1.1.電路電路 基本的差分對電路基本的差分對電路如圖所示

28、。圖中兩個晶體如圖所示。圖中兩個晶體管和兩管和兩 個電阻個電阻精密配對精密配對（這在集成電路上很容易實(shí)現(xiàn)）。（這在集成電路上很容易實(shí)現(xiàn)）。 00120()()22eeIIiiIII (21) 3 差分對電路差分對電路差分對原理電路 Ec Ecube2ube1uDAuoABie2ie1V1V2RLRLic1ic2I0 2. 傳輸特性 設(shè)設(shè)1 1 , ,V V2 2管的管的11，則有，則有i ic1c1i ie2e2, ,i ic2c2i ie2e2, , 可得晶體管的可得晶體管的集電極電流與基極射極電壓集電極電流與基極射極電壓u ubebe的關(guān)系的關(guān)系為：為：112212bebeTbebeTuq

29、uUKTcssuquUKTcssiI eI eiI eI e(22) 由式(21)，有12121()012221(1)bebebebeTTTTuuuuUUUccsscuUcIiiI eI eieie(23) 011TcuUIie(24) (25) 式中，u=ube1-ube2類似可得002tanh()222cTIIuiU(26) (27) (28) 021TcuUIie000012tanh()222221TcuTUIIIIuiUe001tanh()222cTIIuiU為了易于觀察，將上式兩端減去靜態(tài)電流I0/2，有tanh( )xxxxeexee 雙端輸出的情況下有2121120()()()t

30、anh()2occcccLcccLLccLTuuuUi RUi RuR iiR IU(29) 可得等效的差動輸出電流io與輸入電壓u的關(guān)系式0tanh()2oTuiIU(30) 他們之間的關(guān)系如下圖所示。差分對的傳輸特性 （1 1）i ic1c1、i ic2c2和和i io o與差模輸入電壓與差模輸入電壓u u是非線性關(guān)系是非線性關(guān)系雙曲正切函數(shù)關(guān)系雙曲正切函數(shù)關(guān)系, ,與恒流源與恒流源I I0 0成線性關(guān)系成線性關(guān)系。雙端輸出。雙端輸出時時, ,直流抵消直流抵消, ,交流輸出加倍。交流輸出加倍。 （2 2）輸入電壓很小時輸入電壓很小時, ,傳輸特性近似為線性關(guān)系傳輸特性近似為線性關(guān)系, ,即

31、工即工作在線性放大區(qū)作在線性放大區(qū)。這是因?yàn)楫?dāng)。這是因?yàn)楫?dāng)|x|1|x|100mV|100mV時時, ,電路呈現(xiàn)電路呈現(xiàn)限幅狀態(tài)限幅狀態(tài), ,兩管接近于開關(guān)狀態(tài)兩管接近于開關(guān)狀態(tài), ,因此因此, ,該電路可作為高該電路可作為高速開關(guān)、限幅放大器等電路。速開關(guān)、限幅放大器等電路。 （4 4）小信號運(yùn)用時的跨導(dǎo)即為傳輸特性線性區(qū)的斜率小信號運(yùn)用時的跨導(dǎo)即為傳輸特性線性區(qū)的斜率, ,它表示電路在放大區(qū)輸出時的放大能力它表示電路在放大區(qū)輸出時的放大能力, , (31) 上式表示：上式表示：g gm m與恒流源電流與恒流源電流I I0 0成正比，成正比，若若I I0 0隨時間變化，隨時間變化， g gm

32、 m也隨時間變化，成為時變跨導(dǎo)也隨時間變化，成為時變跨導(dǎo)。因此，可以因此，可以通過控制通過控制I I0 0的方法組成線性時變電路。的方法組成線性時變電路。二、雙差分對電路二、雙差分對電路 1、電路結(jié)構(gòu) 雙差分對頻譜搬移電路如下圖所示。它由三個基本的差分電路組成,也可看成由兩個單差分對電路組成。V1、V2、V5組成差分對電路,V3、V4、V6組成差分對電路,兩個差分對電路的輸出端交叉耦合。 2、原理分析 io= iI- iII=(i1+ i3)-(i2+ i4) =(i1- i2)-(i4- i3)式中(i1- i2)是左邊差分對管的差分輸出電流，(i4- i3 )是右邊差分對管的差分輸出電流。

33、分別為：(34) 雙差分對電路 EcV2V1V4V3V6V5RLuouAuBI0i1i2i3i4i6i5i1RLi212543656560tanh()2tanh()2()tanh()2tanh()2ATATAoTBTuiiiVuiiiVuiiiVuiiIV(35) (36) (37) （38） 由此可得由此可得：0tanh()tanh()22ABoTTuuiIVV由此可見，由此可見，雙差分對的差分輸出電雙差分對的差分輸出電流與兩個輸入電壓之間均為非線性流與兩個輸入電壓之間均為非線性關(guān)系。用作頻譜搬移電路時，輸入關(guān)系。用作頻譜搬移電路時，輸入信號和控制信號可以任意加在兩個信號和控制信號可以任意加

34、在兩個非線性通道中非線性通道中。而而有有若若U U1 1、U U2 226mV max，上、下，上、下邊帶之間的距離很邊帶之間的距離很近，要想通過一近，要想通過一個邊帶而濾除另一個邊帶而濾除另一個邊帶，就對濾波個邊帶，就對濾波器提出了嚴(yán)格的要器提出了嚴(yán)格的要求。求。(2) 相移法相移法相移法是利用移相的方法，消去不需要的邊帶。如圖所示相移法是利用移相的方法，消去不需要的邊帶。如圖所示調(diào)制信號V0sint調(diào)制信號 90移相網(wǎng)絡(luò)載波 90移相網(wǎng)絡(luò)平 衡調(diào)幅器 A平 衡調(diào)幅器 BV0cos0tv 2=Vcostsin0tV0sin0tV1=Vsintsin0t合 并網(wǎng) 絡(luò)v3單邊帶輸 出載 波振蕩器

35、相移法單邊帶調(diào)制器方框圖相移法單邊帶調(diào)制器方框圖 圖中兩個平衡調(diào)幅圖中兩個平衡調(diào)幅器的調(diào)制信號電壓和載器的調(diào)制信號電壓和載波電壓都是互相移相波電壓都是互相移相90。)tcos()tVcos(0021 sinsin01ttVv)cos()cos(21 coscos0002ttVttVv因此，輸出電壓為因此，輸出電壓為t )cos(KV)(K0213vvv(48)(49) 這種方法原則上能把相距很近的兩個邊頻這種方法原則上能把相距很近的兩個邊頻帶分開，而不需要多次重復(fù)調(diào)制和復(fù)雜的濾波帶分開，而不需要多次重復(fù)調(diào)制和復(fù)雜的濾波器。器。 但這種方法要求調(diào)制信號的移相網(wǎng)絡(luò)和載但這種方法要求調(diào)制信號的移相網(wǎng)

36、絡(luò)和載波的移相網(wǎng)絡(luò)在整個頻帶范圍內(nèi)，都要準(zhǔn)確地波的移相網(wǎng)絡(luò)在整個頻帶范圍內(nèi)，都要準(zhǔn)確地移相移相9090。這一點(diǎn)在實(shí)際上是很難做到的。這一點(diǎn)在實(shí)際上是很難做到的。J 電路優(yōu)點(diǎn)電路優(yōu)點(diǎn)L 電路缺點(diǎn)電路缺點(diǎn)(3) 修正的移相濾波法修正的移相濾波法BM1v1= vv低通濾波器BM390移相網(wǎng)絡(luò)v=cos1tBM2低通濾波器BM4v2= vv v=sin1t音頻振蕩器BM-平衡調(diào)幅器音頻輸入V(t)=sint90移相網(wǎng)絡(luò)v0=cos1tv0=sin2t載波振蕩器合并網(wǎng)絡(luò)v3v4SSB輸出v1=sint sin1tv2=cos(1)tv3=v v3=sin2tcos(1-)tv2=sint cos1tv4

37、=cos(1)tv4=v0v3=sin2t sin(1)t修正的移相濾波法修正的移相濾波法 這種方法所用這種方法所用的的90移相網(wǎng)絡(luò)工移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率，因作于固定頻率，因而克服了實(shí)際的移而克服了實(shí)際的移頻網(wǎng)絡(luò)在很寬的音頻網(wǎng)絡(luò)在很寬的音頻范圍內(nèi)不能準(zhǔn)確頻范圍內(nèi)不能準(zhǔn)確地移相地移相90的缺點(diǎn)。的缺點(diǎn)。 這種方法所需要的移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率這種方法所需要的移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率 1與與 2，因此制造和維護(hù)都比較簡單。它特別適用于小型輕便設(shè)備，因此制造和維護(hù)都比較簡單。它特別適用于小型輕便設(shè)備，是一種有發(fā)展前途的方法。是一種有發(fā)展前途的方法。6.4 調(diào)幅信號的解調(diào)調(diào)幅信號的解調(diào) 振幅解調(diào)振幅解

38、調(diào)( (又稱檢波又稱檢波) )是振幅調(diào)制的逆過程，它的作用是是振幅調(diào)制的逆過程，它的作用是從已調(diào)制的高頻振蕩中恢復(fù)出原來的調(diào)制信號。從已調(diào)制的高頻振蕩中恢復(fù)出原來的調(diào)制信號。 從頻譜上看，檢波就是將幅度調(diào)制波中的邊帶信號不從頻譜上看，檢波就是將幅度調(diào)制波中的邊帶信號不失真地從載波頻率附近搬移到零頻率附近失真地從載波頻率附近搬移到零頻率附近, ,因此，檢波器也因此，檢波器也屬于頻譜搬移電路。屬于頻譜搬移電路。 檢波器的組成應(yīng)包括三部分，高頻已調(diào)信號源，非檢波器的組成應(yīng)包括三部分，高頻已調(diào)信號源，非線性器件，線性器件，RC低通濾波器。其組成原理框圖如下圖所示，低通濾波器。其組成原理框圖如下圖所示，

39、它適于解調(diào)普通調(diào)幅波。它適于解調(diào)普通調(diào)幅波。包絡(luò)檢波包絡(luò)檢波同步檢波同步檢波檢波器分類檢波器分類: :平方率檢波平方率檢波包絡(luò)峰包絡(luò)峰值值檢波檢波解調(diào)輸出載波信號v0(t)=cos0tv(t)調(diào)幅信號vs(t)低 通濾波器載波被抑制的已調(diào)波解調(diào)原理載波被抑制的已調(diào)波解調(diào)原理峰值包絡(luò)檢波峰值包絡(luò)檢波6.4 檢波電路檢波電路 6.4.1包絡(luò)檢波電路包絡(luò)檢波電路 包絡(luò)檢波原理如圖6.2.5所示。其中的非線性器件可以是二極管, 也可以是三極管或場效應(yīng)管, 電路種類也較多。 現(xiàn)以圖6.4.1所示二極管峰值包絡(luò)檢波器為例進(jìn)行討論, 其中RC元件組成了低通濾波器。 1. 工作原理工作原理 我們以時域上的波形

40、變化來說明二極管峰值包絡(luò)檢波器的工作原理。 由圖6.4.1可見, 加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導(dǎo)通電壓為零, 且伏安特性為: 2 性能指標(biāo)性能指標(biāo) 二極管峰值包絡(luò)檢波器的性能指標(biāo)主要有檢波效率、輸入電阻、 惰性失真和底部切割失真幾項(xiàng)。 1) 檢波效率d。由式(6.4.2)可知, gD或R越大, 則越小, d越大。如果考慮到二極管的實(shí)際導(dǎo)通電壓不為零, 以及充電電流在二極管微變等效電阻上的電壓降等因素, 實(shí)際檢波效率比以上公式計算值要小。 2) 等效輸入電阻Ri。 由于二極管在大部分時間處于截止?fàn)顟B(tài), 僅在輸入高頻信號的峰值附近才導(dǎo)通, 所以檢波器的瞬時輸入電阻是變化的。

41、檢波器的前級通常是一個調(diào)諧在載頻的高Q值諧振回路, 檢波器相當(dāng)于此諧振回路的負(fù)載。 為了研究檢波器對前級諧振回路的影響, 故定義檢波器等效輸入電阻 (6.4.3) 其中Uim是輸入等幅高頻載波的振幅。 根據(jù)圖6.4.2, 若ui是等幅高頻載波, 則流經(jīng)二極管電流應(yīng)是高頻窄尖頂余弦脈沖序列, I1m即為其中基波分量的振幅, 而輸出uo應(yīng)是電平為Uo的直流電壓。 顯然, 檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個阻值為Ri的電阻。 mimiIUR1 按照第3章尖頂余弦脈沖序列的分析方法, 可以求得I1m與Uim的關(guān)系式, 從而可得到: Ri (6.4.4) 上式也可以利用功率守恒的原理求出。

42、因檢波器輸入功率為, 輸出功率為 , 若忽略二極管上的功率損耗, 則輸入功率應(yīng)與輸出功率相等, 考慮到d1, 由此也可得到式(6.4.4)。 R21iimRU221RURUimd220)( 3) 惰性失真。 在調(diào)幅波包絡(luò)線下降部分, 若電容放電速度過慢, 導(dǎo)致uo的下降速率比包絡(luò)線的下降速率慢, 則在緊接其后的一個或幾個高頻周期內(nèi)二極管上為負(fù)電壓, 二極管不能導(dǎo)通, 造成uo波形與包絡(luò)線的失真。由于這種失真來源于電容來不及放電的惰性, 故稱為惰性失真。圖6.4.3給出了惰性失真的波形圖, 在t1t2時間段內(nèi)出現(xiàn)了惰性失真。 要避免惰性失真, 就要保證電容電壓的減小速率在任何一個高頻周期內(nèi)都要大

43、于或等于包絡(luò)線的下降速率。 單頻調(diào)幅波的包絡(luò)線表達(dá)式為： us(t)=Uim(1+Macost) 其下降速率為： 因?yàn)殡娙萃ㄟ^R放電時, 電容電流與電阻電流相同, 即: -ic=iR= ic= 所以電容電壓的減小速率tMUdttdusSimsin)(RudtducccccuRCdtduc1ccuRCdtdu1 在開始放電時刻, 電容電壓uc可近似視為包絡(luò)電壓us, 故避免惰性失真的不等式可寫為: dtduuRCdtdussc1即tMUtMURCaimaimsin)cos1 (1上式又可寫成:tMtRCMtfaScos1sin)( 式(6.4.5)即為避免惰性失真應(yīng)該滿足的條件。可見, 調(diào)幅指數(shù)

44、越大, 調(diào)制信號的頻率越高, 時間常數(shù)RC的允許值越小。 4) 底部切割失真。檢波器輸出uo是在一個直流電壓上迭加了一個交流調(diào)制信號, 故需要用隔直流電容將解調(diào)后的交流調(diào)制信號耦合到下一級進(jìn)行放大或其它處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實(shí)際負(fù)載RL, 如圖6.4.4(a)所示。 為了有效地將檢波后的低頻信號耦合到下一級電路, 要求耦合電容Cc的容抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于RL, 所以Cc的值很大。這樣, uo中的直流分量幾乎都落在Cc上, 這個直流分量的大小近似為輸入載波的振幅Uim。所以Cc可等效為一個電壓為Uim的直流電壓源。 此電壓源在R上的分壓為： UR= 這意味著檢波器處于穩(wěn)定工作時, 其輸出

45、端R上將存在一個固定電壓UR。當(dāng)輸入調(diào)幅波ui(t)的值小于UR時, 二極管將會截止。 也就是說, 電平小于UR的包絡(luò)線不能被提取出來, 出現(xiàn)了失真, 如圖6.4.4(b)、(c)所示。由于這種失真出現(xiàn)在調(diào)制信號的底部, 故稱為底部切割失真。 由圖6.4.4(b)可以看出, 調(diào)幅信號的最小振幅或包絡(luò)線的最小電平為Uim(1-Ma), 所以, 要避免底部切割失真, 必須使包絡(luò)線的最小電平大于或等于UR, 即:imLURRR 其中R指RL與R的并聯(lián)值, 即檢波器的交流負(fù)載。式(6.4.6)即為避免底部切割失真應(yīng)該滿足的要求。由此式可以看出, 交流負(fù)載R與直流負(fù)載R越接近, 可允許的調(diào)幅指數(shù)越大。

46、在實(shí)際電路中, 有兩種措施可減小交直流負(fù)載之間的差別。 一是在檢波器與下一級電路之間插入一級射隨器, 即增大RL的值。二是采用圖6.4.5所示的改進(jìn)電路, 將檢波器直流負(fù)載R分成R1和R2兩部分。顯然,在直流負(fù)載不變的情況下, 改進(jìn)電路的交流負(fù)載 比原電路增大。通常以免分壓過大使輸出到后級的信號減小過多。 LLLRRRRR22, 2 . 01 . 021RR 3 參數(shù)設(shè)計參數(shù)設(shè)計 為了使二極管峰值包絡(luò)檢波器能正常工作, 避免失真, 必須根據(jù)輸入調(diào)幅信號的工作頻率與調(diào)幅指數(shù)以及實(shí)際負(fù)載RL, 正確選擇二極管和R、C、 Cc的值。 例6.3給出了一個設(shè)計范例。 例 6.3已知普通調(diào)幅信號載頻fc=

47、465kHz, 調(diào)制信號頻率范圍為300 Hz3400 Hz, Ma=0.3, RL=10 k, 如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡(luò)檢波器有關(guān)元器件參數(shù)? 解： 一般可按以下步驟進(jìn)行: 1) 檢波二極管通常選正向電阻小(500 以下)、 反向電阻大(500k以上)、結(jié)電容小的點(diǎn)接觸型鍺二極管, 注意最高工作頻率應(yīng)滿足要求。 2) RC時間常數(shù)應(yīng)同時滿足以下兩個條件: 電容C對載頻信號應(yīng)近似短路, 故應(yīng)有 , 通常取 ; 為避免惰性失真,應(yīng)有RC 。代入已知條件, 可得(1734)10-6RC0.1510-3 ,1,1ccwRCRcwcwRC105max21aaMM 3) 設(shè) =0.2, 則

48、R1= , R2= 。 為避免底部切割失真, 應(yīng)有Ma , 其中R=R1+ 。 代入已知條件, 可得R63 k。因?yàn)闄z波器的輸入電阻Ri不應(yīng)太小, 而Ri= , 所以R不能太小。 取R=6k, 另取C=0.01 F, 這樣, RC=0.0610-3, 滿足上一步對時間常數(shù)的要求。 因此, R1=1k, R2=5k。 4) Cc的取值應(yīng)使低頻調(diào)制信號能有效地耦合到RL上, 即滿足:21RR6R65RRRLLRRRR22R21LCRCmin1或CCCCmin1低 通濾波器vsvtvi乘積檢波電路乘積檢波電路6.4.2 同步檢波器同步檢波器乘積檢波器乘積檢波器(1) 工作原理工作原理tcostcos

49、V11sv)tcos(V00tv)tcos() tcost(cosVV11012tsvvvtcoscosVV21010v經(jīng)過低通濾波后經(jīng)過低通濾波后t )2cos(VV41tcoscosVV2110101t )2cos(VV41101(50)(51)3. 單邊帶信號的接收單邊帶信號的接收(SSB)單邊帶信號的接收過程正好和發(fā)送過程相反。單邊帶信號的接收過程正好和發(fā)送過程相反。f0+F第一混頻高放第一中放第二混頻第二中放帶通濾波乘積檢波器低通濾波第一本振第二本振第三本振低放f0+Ffi1+Ffi1+Ffi2+Ffi2+Ff1=fi1+f0f2=fi2+fi1fi2F單邊帶接收機(jī)方框圖單邊帶接收機(jī)

50、方框圖它是二次變頻電路。它是二次變頻電路。fi1較高，用調(diào)諧回路即可選出所需的邊帶。較高，用調(diào)諧回路即可選出所需的邊帶。fi2較低，一般采用帶通濾波器取出單邊帶信號。較低，一般采用帶通濾波器取出單邊帶信號。單邊帶信號與第三本振載波信號在乘積檢波器中進(jìn)行解調(diào)，單邊帶信號與第三本振載波信號在乘積檢波器中進(jìn)行解調(diào)，經(jīng)過低通濾波器后，即可獲得原調(diào)制信號。經(jīng)過低通濾波器后，即可獲得原調(diào)制信號。6.4 變頻變頻 混頻即對信號進(jìn)行頻率變換，將其載頻變換到某一固混頻即對信號進(jìn)行頻率變換，將其載頻變換到某一固定的頻率上定的頻率上( (常稱為中頻常稱為中頻) )，而保持原信號的特征，而保持原信號的特征( (如調(diào)幅

51、如調(diào)幅規(guī)律規(guī)律) )不變。不變。 混頻器的電路組成如圖所示混頻器的電路組成如圖所示tffo非線性器件濾波器混頻器vsv0tff0tviffi本機(jī)振蕩器6.4.1 混頻器工作原理混頻器工作原理J 變頻的優(yōu)點(diǎn)：變頻的優(yōu)點(diǎn)： 1)1)變頻可提高接收機(jī)的靈敏度變頻可提高接收機(jī)的靈敏度 2)2)提高接收機(jī)的選擇性提高接收機(jī)的選擇性 3)3)工作穩(wěn)定性好工作穩(wěn)定性好 4)4)波段工作時其質(zhì)量指標(biāo)一致性好波段工作時其質(zhì)量指標(biāo)一致性好L 變頻的缺點(diǎn)：變頻的缺點(diǎn)： 容易產(chǎn)生鏡像干擾、中頻干擾等干擾容易產(chǎn)生鏡像干擾、中頻干擾等干擾4.4.混頻器的性能指混頻器的性能指標(biāo)標(biāo)1)1)變頻變頻( (混頻混頻) )增益增益

52、：混頻器輸出中頻電壓混頻器輸出中頻電壓Vim與輸入信號電壓與輸入信號電壓Vsm的的 幅值之比。幅值之比。2)2)噪聲系數(shù)：噪聲系數(shù)：高頻輸入端信噪比與中頻輸出端信噪比的比值。高頻輸入端信噪比與中頻輸出端信噪比的比值。3)3)選擇性：選擇性：抑制中頻信號以外的干擾的能力。抑制中頻信號以外的干擾的能力。4)4)非線性干擾：非線性干擾：抑制組合頻率干擾、交調(diào)、互調(diào)干擾等干擾的能力。抑制組合頻率干擾、交調(diào)、互調(diào)干擾等干擾的能力。上述的幾個質(zhì)量指標(biāo)是相互關(guān)聯(lián)的，應(yīng)該正確選擇管子的工上述的幾個質(zhì)量指標(biāo)是相互關(guān)聯(lián)的，應(yīng)該正確選擇管子的工作點(diǎn)、合理選擇本振電路和中頻頻率的高低，使得幾個質(zhì)量作點(diǎn)、合理選擇本振電路和中頻頻率的高低，使得幾個質(zhì)量指標(biāo)相互兼顧，整機(jī)取得良好的效果。指標(biāo)相互兼顧，整機(jī)取得良好的效果。（1 1）晶體三極管混頻器）晶體三極管混頻器圖圖(a)電路對振蕩電壓來說是共發(fā)電路，電路對振蕩電壓來說是共發(fā)電路，輸出阻抗較大，混頻時所需本地振蕩注輸出阻抗較大，混頻時所需本地振蕩注入功率較小。但因?yàn)樾盘栞斎腚娐放c振入功率較小。但因?yàn)樾盘栞斎腚娐放c振蕩電路相互影響較大蕩電路相互影響較大( (直接耦合直接耦合) )，可能，可能產(chǎn)生頻率牽引現(xiàn)象。產(chǎn)生頻率牽引現(xiàn)