倍流整流變換器中同步整流控制驅(qū)動的研究開題報告

1、研究生選題報告41* J._ _的研究學(xué)號名姓指導(dǎo)教師院、系、專業(yè) 電氣與電子工程學(xué)院電力電子與電力傳動華中科技大學(xué)研究生院制填表注意事項本表適用于攻讀碩士學(xué)位研究生選題報告、學(xué)術(shù)報告，攻W+學(xué)位研究生文獻綜述、選題報告、論文中期進展報告、學(xué)術(shù)報告等以上各報告內(nèi)容及要求山相關(guān)院（系、所）做具體要求。以上各報告均須存入研究生個人學(xué)籍檔案。四、本表填寫要求文句通順、內(nèi)容明確、字跡工整。華中科技大學(xué)研究生院倍流整流變換器中同步整流控制驅(qū)動的研究一、課題的來源隨著高速超大規(guī)模集成電路不斷發(fā)展，構(gòu)成這些電路電源系統(tǒng)的關(guān)鍵 部件是各種不同技術(shù)規(guī)格的DC/DC變換器模塊。對于其供電電源來說，這些 數(shù)據(jù)處理電

2、路構(gòu)成一類特殊的負載工作電壓較低、電流較大，各種工作 狀態(tài)柑互轉(zhuǎn)換時對應(yīng)的電流變化率很高。隨著集成度的不斷提高，越來越 多的處理器集成電路將集成在同一個芯片上.因此下一代微處理器的額；4 工作電流將達到50A-100A,甚至更高，要求微處理器有嚴格的功率管理措 施。所有這些對微處理器這類典型負載的供電電源提出了更高的要求。針對特殊電路的要求，電壓調(diào)節(jié)器模塊必須提供經(jīng)過嚴格調(diào)整的低壓 和大電流輸出，具有快速的動態(tài)響應(yīng)。從美國開關(guān)電源市場來看，跟隨著 訃算機通訊設(shè)備迅速、持續(xù)穩(wěn)定的增長及新的網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)品幣場的迅速增長 未來的開關(guān)電源市場是非常樂觀的，對中小功率變換器的需求更是呈現(xiàn)迅 速上升趨勢。據(jù)權(quán)威

3、市場專家預(yù)測:在今后五年內(nèi)，小功率DC/DC變換器的 主要發(fā)展趨勢是:為了適應(yīng)超高頻CPU芯片的迅速發(fā)展,DC/DC變換器向低輸 出電壓(最低可低到L2V),高輸出電流、低成本、高頻化(400-oOOKHz).高 功率密度、奇可靠性(MTBF >10000).高效率、快速動態(tài)響應(yīng)的方向發(fā)展。模塊電源主要分為DC/DC. AC/DC和DC/ACH種，尖中DC/DC模塊占據(jù)了 90%的市場份額。隨著通信系統(tǒng)對電源產(chǎn)品的要求越來越高，DC/DC模塊電源技術(shù)正發(fā)生著巨大的變化，朝著低電圧大電流方向發(fā)展。電壓最低小于0.8V,負載電流最高大于lOOAo為了獲得更高的效率，同步整流技術(shù)在這些DC/D

4、C模塊電源中的作用越來越重要，應(yīng)用也越來越廣泛。二、本課題研究的意義和目的為了取得更高的運行速度和柑對較低的功耗，數(shù)字集成電路的工作電 斥越來越低。研究表明：如果將數(shù)字電路中的高電平降為IV,運行速度可 以提高5倍，功耗將降低為原來的1/5。因此數(shù)字集成電路的工作電壓己經(jīng) 由原來的5v降到了2.4-3.3V,而在不久的將來，l8v甚至更低的電壓將會 成為新的標準工作電壓。集成電路工作電壓的不斷降低對尖供電電源（主要 是DCT）C整流模塊）提出了新的要求,傳統(tǒng)的DC-DC整流技術(shù)己無法滿足這些 要求。這是因為，原來的DC-DC整流模塊是用肖特基二極管進行整流，而肖 特基二極管的正向壓降一般為03

5、v,若輸出電壓降低到2v以下，僅損耗在 肖特基管的正向?qū)▔航瞪系墓β示拖喈斢陔娫茨K輸出功率的10%以上。因此，要想取得較高的功率密度幾乎是不可能的。同步整流技術(shù)采用同步整流® （同步整流管的導(dǎo)通電阻通常僅0. OOx歐姆）來代替肖待基二極管進行輸出整流，解決了因二極管正向壓降引起 的功率損耗較大的問題，使得輸出整流損耗降到最小大大提高了低壓大 電流DC-DC整流模塊的效率.L1c圖2-1副邊為倍流電路變換器的同步整流原理圖例如常見的自驅(qū)動倍流電路，如圖2-1. SR, SR?為兩個同步整流管,D1,D2分別為它們的體二極管O通過控制原邊主開關(guān)管，當主開關(guān)導(dǎo)通.副邊電爪為正時，SR

6、：導(dǎo)通，SR關(guān)斷，輸入電源經(jīng)變壓器耦合經(jīng)L1、SR, 向負載傳輸能量，而L2也經(jīng)S/續(xù)流；當主開關(guān)關(guān)斷，副邊電壓為負時，SR. 關(guān)斷，SR開通，輸入電源經(jīng)變壓器耦介經(jīng)L2、SR向負載傳輸能量，而L1也經(jīng)SR續(xù)流。由于MOSFET導(dǎo)通電阻很低在MOSFET上損失的功率較肖特基二極管要小，尤貝是在輸出電壓低的時候，可以取得極高的效率但是同步整流技術(shù)并不只是用同步整流管代替肖特基二極管那么簡 單，它與同步務(wù)流技術(shù)所用的拓撲和同步整流管的驅(qū)動有很大的關(guān)系，需 要做全而的分析和考慮。三、國內(nèi)外概況和預(yù)測目前，國外對中小功率低電壓/大電流輸出DC/DC變換器的研究己取得 了較大進展，對很多關(guān)鍵技術(shù)進行了切

7、實有效的研究及技術(shù)儲備。能夠?qū)?現(xiàn)3. 3V以下輸出電壓、50A以上輸出電流的模塊電源的大規(guī)模生產(chǎn)，且體積己做得相當小，功率密度超過了50W/加3,現(xiàn)正向120W/M'發(fā)展。在國 入關(guān)之后，國內(nèi)開關(guān)電源研發(fā)、生產(chǎn)單位將直接面對國外開關(guān)電源市場的 競爭，而小功率開關(guān)電源又是一種技術(shù)含量較高的電力電子產(chǎn)品。高可靠 性是第一位重要的指標，其次，EMLPFC工藝結(jié)構(gòu)、效率、體枳、重量和 成本等指標，也是決企我們國內(nèi)的產(chǎn)品能否參片國際競爭的重要因素。目前，研究低電壓大電流DC/DC變換器而前面臨的困難主要包括:提高 輸出電流，達到100A以上;降低輸出電壓，甚至低到IV以卜:提高工作效率.通常要

8、求90%以上;減小體積，提髙功率密度和可靠性等0如何設(shè)計岀高性 能的低電壓大電流DC/DC變換器己經(jīng)成為了學(xué)者們目前必須解決的問題。2003年在上海舉行的DC/DC電源專題研討會上，艾默生網(wǎng)絡(luò)能源有限公司提出了關(guān)于未來DC/DC模塊電源發(fā)展的6個具有挑戰(zhàn)性的新技術(shù)：改進的 同步整流技術(shù)：諧振復(fù)位軟開關(guān)技術(shù)；移柑諧振軟開關(guān)技術(shù)：高精度穩(wěn)壓 的多路輸出技術(shù)；并聯(lián)均流技術(shù)和厚銅箔多層PCB技術(shù):幷中排在首位的就是同步務(wù)流技術(shù)。DC/DC模塊電源絕大部分運用于通 涪產(chǎn)品中，英特殊的負載要求使得同步整流技術(shù)的運用變得尤為重要。低 電壓大電流輸出時，普通的二極管或者肖特基二極管的損耗已經(jīng)無法滿足 高效率的

9、要求，因為普通的二極笛和肖特基二極管的正向?qū)▔航岛艽? 電流很大時，損耗在夷上的功率柑當大。同步整流技術(shù)就是在上述情況下 應(yīng)運而生。同步整流皆畢競是功率場控器件，跟普通二極管不同，其損耗 包括導(dǎo)通損耗，驅(qū)動損耗和開關(guān)損耗，采用哪種驅(qū)動方式使得變換器的損 耗最小是目前研究的較多的一個課題。四、預(yù)計達到的要求、技術(shù)指標，預(yù)計的技術(shù)關(guān)鍵、技術(shù)方案和主要試驗研究情況:本課題預(yù)il從實際角度出發(fā)，將同步整流技術(shù)應(yīng)用到低電壓大電流的 場合，對于低圧大電流隔離式的DC/DC變換器，大部分損耗發(fā)生在副邊的整 流電路中。預(yù)計技術(shù)關(guān)鍵：1。同步整流技術(shù)的效率因素；2。原副邊拓撲的選擇:3。預(yù)計對驅(qū)動方式的改進b

10、同步整流技術(shù)的效率因素分析:相對于傳統(tǒng)的肖特基二極管整流技術(shù)而言，同步整流技術(shù)的效率提高 是由很多因素決定，而不是簡單地比較肖特基二極皆的正向斥降。以正激 變換器為例，輸出電壓、輸出電流、同步整流管的導(dǎo)通電阻、由同步整流管所取代的肖特基二極笛的正向壓降和變壓器的復(fù)位方法對效率的提高都有很大影響。通常，變換器的效率可以表示為:7 =垃(1)4 + 凡$ + PfW其中，&是輸出功率，咖是除整流損耗外的損耗，凡為整流損耗。對于肖特基管整流贛效率可帰示K(2)對于同步整流二極管而訊效率示為蕊飛(3)忽略影響，Zc和"打的關(guān)系可以表示(4)幷中，=匕/0，匕，是肖特基二極管的正向壓降

11、.人是輸出電流。匕=RzKQ -DgRV人D如 + %5)幷中尺飲剛是SR地導(dǎo)通電阻，»訛=站7為死區(qū)占空比，匕，是SR體二極管壓降，4。"是門極驅(qū)動損耗，體二極皆反向恢復(fù)相關(guān)的損耗，Pg是V林、開關(guān)頻率£和柵極電荷（用以充電的柵源電壓 的函數(shù)。文獻9中提出了一種估計自驅(qū)動門極驅(qū)動損耗的方法，根據(jù)其中 的il算，當開關(guān)頻率/；300khz時，自驅(qū)動SR門極驅(qū)動損耗很小，對于輸 出大于40的變換器口J以忽略，Ex只出現(xiàn)在SR體二極管導(dǎo)通的情況，但 是即使是在體二極管導(dǎo)通的情況下，這個損耗在低頻時仍然很小，同樣可 以忽略。因此，當D伽d很小，可以忽略不計時，比如采用有

12、源箝位的正 激變換器，式（5）可以化為:(6)-1-%匕 J令a = /o凡“刖/匕八顯然a<b對于一個給；4的”值和匕，當輸出電壓較高時，效率提離并不多，但當輸出電壓較低時，效率提高明顯，相 對于同樣的輸出電壓，當匕C較大時效率提高比較大，若在總的損耗中, 整流損耗起主要作用時效率提髙會比較大，同樣對于較小值的a,效率提 髙也比較大，這出現(xiàn)在SR的導(dǎo)通電阻比較小和輸出電流比較低的情況。2.原副邊拓撲的選擇:在中小功率電源領(lǐng)域，使用較多的DCT）C變換器的拓撲主要有:單端正 激、單端反激、半橋、推挽及其派生的電路。它們都有各自的優(yōu)點和缺點。一般來說，考慮變換器性能通常有以下指標:可靠性、

13、控制是否易于實現(xiàn)、 變換器效率、成本以及開關(guān)器件的利用率。結(jié)合同步整流技術(shù)的應(yīng)用，下 面從多個方而考慮幾種拓撲的優(yōu)點和缺點。G）在低壓大電流DC/DC變換器中，變壓器原邊的基本拓撲可以是下面五種1反激式;2正激式;3推挽式;4半橋式;5全橋式。反激式變換器顯然不適合低電壓大電流的要求，因為它的輸出紋波較 大，變爪器漏感引起較大的電壓尖蜂，功率不大（150W以下），變換器效率 不髙，而且只能在電壓和負載調(diào)整率要求不高的場合使用。正激式變換器是低壓大電流變換器中使用的較多的變換器之一，正激 式變換器的優(yōu)點主要在于結(jié)構(gòu)簡單，功率開關(guān)管峰值電流較低適合用作 降壓型變換器，易構(gòu)成多相變換器0因此，它也是

14、最早應(yīng)用于低壓大電流 的變換器拓撲之一。但是，其缺點也是明顯的：1）它需要一個額外的磁復(fù)位 電路來避免變壓器的磁飽和;2）對變壓器的設(shè)計要求比較高，要求漏感小, 以減小續(xù)流省在關(guān)斷過程中的損耗：3）同步流中的死區(qū)過大使得其效率 減小;4）整流管的體二極管不僅在其導(dǎo)通的過程中增加了電路的損耗，在貝 關(guān)斷的過程中，由于其反向恢復(fù)特性，也會引起能量損耗全橋式拓撲的主功率開關(guān)笛所承受的電壓叱半橋式拓撲小一倍。但低 壓大電流DC/DC變換器，輸入電壓并不高，半橋式拓撲和全橋式拓撲所表現(xiàn) 的性能幾乎相同，相比之下.半橋式結(jié)構(gòu)節(jié)省了兩個昂赍的功率MOSFET管, 降低了成本。由于其電路中的變壓器體積小.利用

15、率高，開關(guān)器件承受蜂 值電壓電流較小，因此在低壓大電流DC/DC變換器中，半橋式變換器的應(yīng)用 最為廣泛。如圖所示推挽式結(jié)構(gòu)的整流管驅(qū)動方式與帶倍流整流的半橋式 結(jié)構(gòu)是相似的，所示。對于通常的推挽式結(jié)構(gòu)來說，因為功率開關(guān)管集電 極電壓應(yīng)力兩倍于輸入電爪，而且苴主變壓器的原邊利用率也不如半橋。所以，它適合于更低的輸入電壓情況下使用。Gi）適用于低電壓大電流輸出的變壓器副邊拓撲有三種:1正激式拓撲（半波整流h 2中心抽頭式拓撲（全波整流人3倍流整流式拓撲正激式拓撲在大電流輸出的情況下，幷結(jié)構(gòu)并不占有優(yōu)勢。因為它的 輸出電流波動較大，為了保證大電流時的濾波效果，濾波電感要做的比較 大，而且變壓器副邊工

16、作不對稱，對變換器的性能影響很大。中心抽頭式拓撲適用于推挽、全橋或半橋等對稱雙端變斥隔離器的Buck型變換器，由于貝輸出濾波電感的電壓頻率是功率開關(guān)管的兩倍，所以在同樣條件下中心抽頭式所需要的濾波電感值明顯小于正激式，但在輸 出柑同電壓的情況下，柑比正激式.會增加變壓器副邊繞組的匝數(shù)。倍流整流方式是從全橋整流方式演化過來的，由于要求電路輸出低壓 大電流，則倍流同步整流結(jié)構(gòu)是最合適的，這是因為：1）變圧器副邊只需 一個繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的 一半所以損耗在副邊的功率相對較小：2）輸出有兩個濾波電感，兩個濾 波電感上的電流相加后得到輸出負載電流，而這兩個電感上

17、的電流紋波有相互抵消的作用，所以，瓦輸出濾波電容的脈動電流幅值減小了，在倍流 型結(jié)構(gòu)中所需要的濾波電感和電容就比正激式的小得多，且大大加快了變 換器的動態(tài)響應(yīng)速度3）流過每個濾波電感的平均電流只有輸出電流的一 半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了： 4）較少的大電流連接線，在倍流整流拓撲中，它的副邊大電流連接線只有2路, 而在中間抽頭的拓撲中有3路：5）動態(tài)響應(yīng)很好。而它的不足在于需要兩 個輸出濾波電感，在體枳上相對要大些。但如果運用磁集成的方法，可以 將它的兩個輸出濾波電感和變斥器都集成到同一個磁心內(nèi)，這樣可以大大 地減小變換器的體積。上而也分析過，變換器次級的元件損耗

18、主要來自整流管的損耗，倍流 整流式變換器在理想驅(qū)動情況下，苴變壓器的次級電壓在初級兩個主功率 管都關(guān)斷的死區(qū)時間內(nèi)為零，此時，兩個整流管在理想的情況下同時導(dǎo)通, 負載電流則在兩個整流笛中平均流過，而正激變換器在每個開關(guān)周期內(nèi), 整流管的總導(dǎo)通損耗相當于一個周期內(nèi)輸出濾波電感電流流過一個整流管 的損耗，相比之下，倍流整流電路總損耗更小。3,本課題對驅(qū)動方式的改進:如何驅(qū)動同步整流管驅(qū)動是一個重要的問題。自驅(qū)動是采用檢測開關(guān) 變換器SR所在回路的某一電壓或電流，作為SR的門極驅(qū)動電尿，苴特點是 簡單，實用，缺點則是往往不能達到最理想的驅(qū)動波形：采用外加控制驅(qū) 動方法讓SR笛按照設(shè)世的開關(guān)時序工作，

19、雖然是比較直接、常規(guī)的方法 所得的驅(qū)動波形質(zhì)量比較好，但是幷控制復(fù)雜，增加了元件數(shù)目和整機成 本?；旌向?qū)動方式是利用部分的控制驅(qū)動方法來彌補自驅(qū)動的缺陷，一般 都可以取得比自驅(qū)動方法更好的結(jié)果。同步整流的理想驅(qū)動波形如圖4-1所示，要滿足下而兩個要求:（1）電壓無為零時段，避免死區(qū)時間內(nèi)的體二極管的導(dǎo)通現(xiàn)象使得同步整流損耗主要發(fā)生在整流階段;(2)電壓波形的上升沿和下降沿要陡，并有合適的電圧幅值，以滿足MOSFET快速開關(guān)的要求。圖4-1理想的同步整流驅(qū)動波形自驅(qū)動方式分析:前而，圖2-1畫出了基本的自驅(qū)動倍流電路，而在主開關(guān)管均關(guān)斷的死 區(qū)時間里，副邊的電壓為零，這時同步整流管SRJ SR2

20、均關(guān)斷，負載電流通過同步整流笛的體二極管續(xù)流，由于體二極管的導(dǎo)通壓降比肖特基二極 管的導(dǎo)通壓降更大，于是增大了損耗，故需對同步整流管的驅(qū)動方式做一 些改進。這里，完全依靠自驅(qū)動方式是不能產(chǎn)生滿意的驅(qū)動波形的。柵極電荷保持電壓驅(qū)動方式分析:圖4-2柵極電荷保持電汗驅(qū)動電路及波形圖4-2所示柵極電荷保持(Gate charge retention)電圧驅(qū)動技術(shù)就是夷中一種典型的方法。柵極寄生電容C的電荷由二極管D和開關(guān)管S保持, 所以柵極驅(qū)動電斥匕”2被箝位。直到開關(guān)管S導(dǎo)通,C上的電荷被放掉，片”2 為零，MOSFET才被關(guān)斷。一般來說叫£采用變壓器次級的電圧信號控制。其 中電容C可利

21、用SR2的等效電容，電阻R是用來限制沖擊電流和控制SR2的關(guān) 斷時間，采用這種驅(qū)動方法可以減少體二極皆的續(xù)流時間，從而提高效率。如圖43中則是一種應(yīng)用了柵極電荷保持電壓驅(qū)動的驅(qū)動方法的電路:DU C1為VS3的體二極管和柵源極間電容，D2、C2為VS4的體二極管和柵源極間電容。、*T 廠>*us.-* - 2 OLJdVS3 右 DI'、f、/VS5 二圖43LI廠、VD2r w_L2C2一種半橋倍流同步整流電路該驅(qū)動電路是有一定缺陷的，它無法實現(xiàn)主功率管都關(guān)斷的時候，同時開通兩個同步整流皆。由圖42中對柵極電荷保持電壓驅(qū)動電路的分析, 知道，電荷的保持只保持了當前開通管的柵極驅(qū)

22、動電壓，比如在死區(qū)時刻前是US導(dǎo)通，原邊電能經(jīng)過ySj送至負載，那么給電路在死區(qū)時刻出5斷 開，只能保持VS3繼續(xù)導(dǎo)通，而不能使兩管同時導(dǎo)通；同樣的道理，在死 區(qū)時刻前是ySj導(dǎo)通原邊電能經(jīng)過匕»送至負裁，那么給電路在死區(qū)時 刻卩$6斷開，只能保持卩$4繼續(xù)導(dǎo)通。因此，這種驅(qū)動方式是不能使得損 耗降到最低的，加效率也就叱不上尖他更加接近理想的驅(qū)動方式。預(yù)計實驗電路驅(qū)動方式分析:上而的分析說明：要得到較接近理想的驅(qū)動波形，往往需要采用自驅(qū)動信號來開通同步整流皆，并加入控制信號使其關(guān)斷的混合驅(qū)動方式。卞C2R1jg VS2VS3C.ngVS4 L2L1C1 J VS1 TTO驅(qū)動電路反饋

23、驅(qū)動電路接地端圖44預(yù)訃實驗的半橋倍流同步整流電路圖44的電路是在主開關(guān)驅(qū)動電路上附加了一些電路產(chǎn)生同步整流管驅(qū)動信號，分析：同步整流管的驅(qū)動信號是在主開關(guān)管驅(qū)動信號的基礎(chǔ)上通過一些控制電路得到的，當控制電路輸出使刀2的輸出電壓K為正,開始導(dǎo)通.匕$2關(guān)斷，主功率變壓器T的電壓為正：同時，反相器A的W25導(dǎo)通 VQ關(guān)斷，輸出為零，這使得HSj關(guān)斷；反相器B中W27關(guān)斷,卩幺導(dǎo)通，輸出為正，從而VSj導(dǎo)通。當控制電路輸出使TX.的輸出電壓匕 為負，關(guān)斷，卩$2開始導(dǎo)通，主功率變壓器T的電壓為負：同時，反柑 器A的"2關(guān)斷 VQs導(dǎo)通，輸出為正，這使得VSj開通；反柑器B中VQ導(dǎo)通，關(guān)斷

24、，輸出為零，從而VSj關(guān)斷。在死區(qū)時間中，控制電路輸 出使72的輸出電壓為零，兩個主開關(guān)管都是關(guān)斷的，這時反柑器A的05關(guān)斷，VQ導(dǎo)通，輸出為正，這使得HSj開通；反相器B中VQ7關(guān)斷,VQr導(dǎo)通，輸出為正，從而卩$4也導(dǎo)通。以上分析表明，用圖44的控制電路能產(chǎn)生與理想的驅(qū)動波形和時序柑 一致的控制驅(qū)動信號。即在T的初級兩個開關(guān)皆都關(guān)斷的死區(qū)時間，次級嶺 為零，在理想情況下兩個整流管應(yīng)同時導(dǎo)通：而且由于刀匚的電感效應(yīng)和 反柑器的延時作用，控制電路能在該T的次級短路電流出現(xiàn)之前就訃時關(guān) 斷英中一個整流管，可避免T的次級出現(xiàn)短路現(xiàn)象。另外，因同步整流管 驅(qū)動信號的可控制性，可調(diào)整同步整流管的驅(qū)動信

25、號與主功率開關(guān)管驅(qū)動 信號之間的延時及如配合，因而在實驗中將反復(fù)嘗試使效率達到最優(yōu)。綜上所述：本課題預(yù)計選用原邊對稱半橋副邊倍流電路拓撲驅(qū)動方 式原理圖如圖做為實驗電路，技術(shù)指標為:輸入電壓：48V開關(guān)頻率：50k輸出電壓：2V最大輸出電流：30A期望達到效率：85%輸出電壓紋波要求：小于1%五、課題研究進展計劃:2005.9 2006.1査閱文獻資料20063 2006.4計算機建模、仿真2006.52006.7實驗、涮試，得出結(jié)論20067 2006.9完成論文、答辯六、現(xiàn)有的條件.人員（姓名、職稱）及主要設(shè)備情況:1人員情況:2設(shè)備情況:七、需要增添的主要設(shè)備、儀器（用途、名稱、規(guī)格、型

26、號、數(shù)量、價格）和材料:八.經(jīng)費概算和來源:九.承擔單位和主要協(xié)作單位及分工:十-指導(dǎo)教師評語:參考文獻1 Huang-Jen Chiu A high-efficiency soft-switched ACDC converter with current-doubler synchronous rectification. Proceedings ofIEEE. 2005(6).709-7182 張占松，蔡宜三開關(guān)電源的原理與設(shè)ih電子工業(yè)出版社,2004,(9).177-1853 F. Dong Tan extension to include synchronous rectifiers

27、 and current doublers, Proceedings of IEEE,2002, 40-474 陳堅 奇等電力電子技術(shù)，高等教育出版社，2004, (12), 93-955 H. Visairo, E. Rodriguez Multi-output half-bridge converter withself-driven synchronousrectification, ProceedingsofIEEE,2002,145-1506 徐九玲倍流同步整流全橋變換器的研究，華南理工大學(xué)，200305157 H. J. Chiu A soft switched DCDC converter with current-doubler synchronous rectification> Proceedings of IEEE, 2000,526-53