開關(guān)電源電路解析

1、BUCK電路SOLAR+SOLARC1 +L1號信動驅(qū)接Vo 二VsD式（4.4）下面分析開關(guān)管導通與截至的情況與輸出電壓的關(guān)系，以及電感電流連續(xù)狀態(tài)下器件的選擇。設(shè)V為輸入電壓，V。為輸出電壓，I。為負載電流，電感量為L，開關(guān)頻率fs為48KHZ，開關(guān)周期為Ts，導通時間為ti = DJ；,斷開時間為tzDzTs，開關(guān)管導通時間為toN= D1TS5 ，開關(guān)管截止時間tOFF"2 二 Ts 7 二 D2Ts ; D1= Ton<1，稱D1為導通時間占空比,TsD2為截止時間占空比，很明顯d1 + d2=i在輸入輸出不變的前提下，當開關(guān)管導通時，電感電流平均值II = I。二空

2、,R電感電流線性上升增量為譏=-迸DiTs式（4.1）當開關(guān)管截止時，電感電流Jl增量為-VS D2TSL式（4.2）由于穩(wěn)態(tài)時這兩個電流變化量相等，即=eL，所以V。D2Ts 二Vs -V。DiTsL式（4.3）又因為Di + D2=1整理得這表明，輸出電壓Vo隨占空比D1而變化，由于D1<1，故Vo<Vs，Vo是電壓增益，表示為M，所以BUCK電路的增益式（4.5）M= Vo = D1 Vs電壓增益M由開關(guān)管導通時間占空比D1決定，即BUCK變換器有很好的控制特 性。電感的選擇當電感L大于臨界電感Lc時，電路工作于電感電流連續(xù)狀態(tài)，臨界電感 Lc式（4.6）VOTS ,Lc1

3、D12Io電容的參數(shù)計算流經(jīng)電容的電流iC對電容充電產(chǎn)生的電壓 Vo稱為紋波電壓VoD2Ts2叫8LC式（4.11）其中D2=1在指定紋波電壓限值下，需要電容值 C移項得C=VoDzTs28L叫式（4.12）二極管的參數(shù)計算及器件選擇有胡L=§嚴 可計算得Il，然后計算出峰值電流Itp1丘坊譏、l1 V o D 2T s反激變換器的緩沖器設(shè)計在反激變換器中，引起開關(guān)應力高（可導致開關(guān)損壞）的原因有兩個：-疋 開關(guān)關(guān)斷時，漏電感引起開關(guān)管集電極電壓突然升高； 二是負載線不夠合理。兩 個原因均是由于負載是電感性引起的，前者影響較大，后者次之。抑制開關(guān)應力有兩個辦法。一是減小漏電感；二是耗

4、散過電壓的能量，或者 使能量反饋回電源中。減小漏電感主要靠工藝；耗散過電壓的能量依靠與電感線 圈并聯(lián)的RC緩沖器，或與開關(guān)關(guān)聯(lián)的RC緩沖器；能量反饋回電源中依靠附加 的線圈和定向二極管。在反激變換器中，儲存在變壓器原邊電感Lp的主要能量在反激時期中將傳輸?shù)礁边?。副邊回路寄生電感、電?G的寄生電感，還有輸出線路漏感折算到 原邊電感用Llt表示，它與Lp串聯(lián)接在晶體開關(guān)管Tr集電極上，如圖4.8所示 （Lp+Llt ）上的能量在Tr關(guān)斷時產(chǎn)生過電壓，重新按集-射極間。因此過電壓是 構(gòu)成損壞管子的開關(guān)應力，必須加緩沖網(wǎng)絡予以限制。圖中為在原邊電感旁加電 路 R、C2、D2。D1圖4.8緩沖電路Tr

5、導通時，Vs電壓加在（Lp + Llt）上，由于D?反偏阻止C?的充電，所以 Vc2 0o當Tr關(guān)斷時，由于反激作用，Tr集電極電壓Vc快速上升，但由于D?此 時有正偏壓而導通，使Tr電流被Ri、C2分流，Vc2電壓逐漸上升，即Vc電壓也 是逐漸上升，而且鉗位在2Vs數(shù)值上。從而把Vc上升的尖峰電壓的頂部削去。在周期的剩下時間里，隨著R放電電流減小，c2的電壓將會返回到原來值。 多余的反激電能消耗在 R上。此鉗位電壓是自跟蹤的，在穩(wěn)態(tài)工作時，因為C2的 電壓會自動的調(diào)整，直到所有多余的反激電能消耗在R上。如果在所有其他情況下，都要維持某一恒定鉗位電壓，則可通過減小 R值或漏電感Llt的值，來抑

6、 制鉗位電壓的升高趨勢。保護環(huán)節(jié)一一RC緩沖器晶體管關(guān)斷過程是開關(guān)管最易損壞的時間。在使用時保護晶體管需加上RC緩沖器，場效應管理論上與晶體管做相似處理與計算。 基極驅(qū)動方法分析中提到， 基極反向電流要大，以便使存儲時間減少。遺憾的是基極反向電流過大情況會使 基-射結(jié)擊穿，晶體管損壞。有兩個方法可防止這種情況的發(fā)生：一是在集電極- 發(fā)射極電壓Vce處于低值時，關(guān)斷晶體管；二是管子關(guān)斷時，集電極電壓上升的同 時，較快地減少集電極電流。如圖 4.9所示，使用RC緩沖器接在晶體管C、E 兩端，在關(guān)斷晶體管時以減少集電極電流。其工作原理是：當晶體管 TM關(guān)斷時， 電容C通過二極管Di被充電到（Vc -

7、VDi ）。這樣集電極電流有了分路，集電極電流能較快地減小。當晶體管Tri導通時，C通過電阻R和Tri放電。Ve式（4.15）式（4.16）圖4.9 RC緩沖器參數(shù)的選擇可按經(jīng)驗公式求得。在關(guān)斷時，能量轉(zhuǎn)移關(guān)系可寫成lcVcE（tr +tf）_CVCE22 2式中l(wèi)c-最大的集電極電流（A）VCe 最大的集電極-發(fā)射極電壓（V） tf 最大的集電極電壓上升時間（七）tr 最大的集電極電壓下降時間（JS） 解得電容C的表示式為C lc（tr tf）C =-Vce據(jù)上述，Tri關(guān)斷時C充電，Tri開通時，已充電的C經(jīng)R和Tri放電，電容器兩端的電壓為:tonVc = Vce RC式（4.17）to

8、n為了承擔Tn關(guān)斷時全部的充電電壓，選 RC值使eR1,從而Vc=Vc。同樣，我們選擇RC，使電容在每次導通時間ton中，可放完電。假設(shè)三倍時間常數(shù)可以放完電，則3RC=ton式（4.18）R=b式（4.19）3C本設(shè)計中，最大漏源電壓為50V，最大漏極電流10A，上升時間是120ns,下 降時間是95n&工作頻率為48KHz。則10*（120+95）*10C=50=43 nf取電容型號為473。工作頻率為48KHZ，取ton=13=10.4蟲on 2* 48*103則R=10.4s3*47*107411取阻值為101的電阻Boost電路電壓增益M= Vo =1Vs 1-U推證臨界電感

9、Lc =VoTs21Di(Di)電感電流連續(xù)模式下， 考慮濾波電容器有內(nèi)部寄生的電阻，考慮二極管電流之紋波電流會全都流進電容器，以保證負載上得到平直直流。 因此二極管充電和放電能量Q相同，由厶Q形成紋波電壓可表示為V _AQ_loDiTs_VoDiTs o= C = C = RC紋波電壓Vo D1Tso= J x 100%VoRC其中，C為電容容量，R為負載電阻，Vo為紋波電壓值。在指定紋波電壓限值下，需要電容值C為C= DJsVo DM。CR VoVo二極管流過的平均電流Id(max)= VsD1Ts+2LTOP247Y芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖，共有 6個引出端，它們分別是控制端C、線路檢測端 L、極

10、限電流設(shè)定端X、源極S、開關(guān)頻率選擇端 F和漏極D。利用線路檢測端（L）可實現(xiàn)4種功能： 過壓（OV）保護；欠壓（UV）保護；電壓前饋（當電網(wǎng)電壓過低時用來降低最大占空比）；遠程通/斷（ON /OFF）和同步。而利用極限電流設(shè)定端，可從外部設(shè)定芯片的極限電流。在每個開關(guān)周期內(nèi)都要檢測功率MOSFET漏源極導通電阻 Ros（on）上的漏極峰值電流ID（PK），當ID（PK）ILIMIT 時，過電流比較器就輸出高電平，依次經(jīng)過觸發(fā)器、主控門和驅(qū)動級，將 MOSFET 關(guān)斷，起到過電流保護作用。- 電源啟動時，連接在漏極和源極之間的內(nèi)部高壓電流源向控制極充電，在RE 兩端產(chǎn)生壓降，經(jīng) RC 濾波后，

11、輸入到 PWM 比較器的同相端，與振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波電壓相比。較，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號并驅(qū)動MOSFET 管，因而可通過控制極外接的電容充電過程來實現(xiàn)電路的軟啟動。當控制極電壓Uc 達到 5.8V 時，內(nèi)部高壓電流源關(guān)閉，此時由反饋控制電流向 Uc 供電。在正常工作階段，由外界電路構(gòu)成電壓負反饋控制環(huán)，調(diào)節(jié)輸出級MOSFET的占空比以實現(xiàn)穩(wěn)壓。當輸出電壓升高時， Uc 升高，采樣電阻 RE 上的誤差電壓亦升高。 而在與鋸齒波比較后， 將使輸出電壓的占空比減小， 從而使開關(guān)電源的電壓減小。 當控制極 電壓低于 4.8V 時， MOSFET 管關(guān)閉，控制電路處于小電流等待狀態(tài)，內(nèi)部高壓電流源重新 接通

12、并向Uc充電，其關(guān)斷/自動復位滯回比較器可使Uc保持在4.85.8V之間。當開關(guān)電源的負載很輕時，能自動將開關(guān)頻率從132kHz降低到30kHz（半頻模式下則由66kHz降至15kHz） ，可降低開關(guān)損耗，進一步提高電源效率。當電源輸入交流 85265V時，交流電壓 U依次經(jīng)過電磁干擾（EMI）濾波器（C1 , L1）、輸入 整流濾波器（KBL406G , C2）獲得直流高壓 UI。UI經(jīng)過R1接L端，能使極限電流隨 UI升高 而降低。它使用 C3， VD 型漏極鉗位二極管 P6KE200A 和阻斷二極管 D1 ，以替代價格較高 的TVS（瞬態(tài)電壓抑制器），用于吸收在TOP247Y關(guān)斷時由高頻

13、變壓器漏感產(chǎn)生的尖峰電壓， 對漏極起到保護作用。次級電壓經(jīng)過整流、濾波后獲得多路輸出。其中15V 電源輸出所用的是快速恢復二極管，其他輸出用的二極管是肖特基二極管，其目的是減少整流管的損耗。- 該電源采用 3枚芯片，包括 TOP247Y（U1） 、光耦合器 LTV817。A， 以及可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓管 LM431 。為減小高頻變壓器體積和增強磁場耦合程度，次 級繞組采用了堆疊式繞法。其穩(wěn)壓原理為， U=UR4+UZ+ULM431 。當 U 發(fā)生變化時， 如U增加時，流過光耦的電流增大，光耦輸出的電流隨著增大，流經(jīng)TOP247Y控制端的電流增加，而占空比則減小，從而 U 下降，這樣達到穩(wěn)壓的目的

14、，反之 U 減小時也 有相同的原理。-可調(diào)精密穩(wěn)壓管 LM431的內(nèi)部參考電壓為 2.495V，輸出電壓經(jīng)電位器和 R7分壓， 可調(diào)電壓在2.5V（基準值）至37V（最大值）之間。R6和C18構(gòu)成LM431的頻率補償網(wǎng)絡。 C19 為軟啟動電容。除 5V 電壓外，其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器 的匝數(shù)比來確定。R9R12是15V輸出的假負載，它能降低該路的空載及輕載電壓。- 另外，為了盡可能減少電磁干擾，在開關(guān)電源的輸入側(cè)接入共模扼流圈，可以明顯 改善電磁噪聲。而安全電容 C6 能濾除一次、二次繞組耦合電容產(chǎn)生的共模干擾，電容 C1 可濾除電網(wǎng)線之間的串模干擾。開關(guān)二極管 :1N4148 1N4150 1N4448快恢復二極管 : FR101FR107 50V1000/1.0A可調(diào)電壓基準電路 : LM431PC847TOP209/TOP210高效光電耦合器 : PC817PC827 PC837脈寬調(diào)制PWM控制電路：TL494PWM S