第三章DC-DC變換器

1、3.1試簡述4種基本DC/DC變換器電路構建的基本思路與方法1）buck型DC-DC電壓變換器構建的基本思路： 構建buck型DC-DC電壓變換器的基本原理電路 輸入電壓源Ui通過開關管VT與負載RL相串聯開關管VT導通時，輸出電壓等于輸入電壓，即uoUi開關管VT關斷時，輸出電壓等于零，即uo0輸出電壓的平均值為Uo=（Uiton+0toff）/T = DUi , 由于D1,UoUi該電路起到了降壓變換的基本功能 buck型電壓變換電路的輸出電壓呈方波脈動，為抑制輸出電壓脈動需要在基本原理電路的輸出端兩側并入濾波電容C由于UoUi，開關管VT導通時，電壓源將對濾波電容C充電，充電電流很大，相

2、當于輸入輸出被短路，以至于開關管VT所受的電流應力大大增加而損壞。為了限制開關管VT導通時的電流應力，可將緩沖電感L串入開關管VT的支路中開關管VT關斷時緩沖電感L中電流的突變?yōu)?，將感應出過電壓，使開關管VT的電壓應力大大增加，為此需加入續(xù)流二極管VD緩沖電感釋放能量提供續(xù)流回路2）boost型DC-DC電壓變換器構建的基本思路構建buck型DC-DC電壓變換器的基本原理電路輸入電流源Ii通過開關管VT與負載RL相并聯開關管VT關斷時，輸出電流等于輸入電流，即ioIi開關管VT導通時，輸出電流等于零，即io0輸出電流的平均值為Io =（0ton+ Iitoff）/T = (1-D)Ii, 由

3、于1-D1，IoIi該電路起到了降流變換的基本功能 buck型電流變換電路的輸出電流呈方波脈動，為抑制輸出電流脈動，需要在基本原理電路的輸出支路中串入濾波電感L由于IoIi，當的開關管VT斷開時，電感L中電流發(fā)生突變，將感應出極高的電壓，以至于開關管VT所受的電壓應力大大增加而損壞。為了限制開關管VT關斷時的電壓應力，可將緩沖電容C并入開關管VT的兩端開關管VT導通時緩沖電容兩端電壓由Uo突變?yōu)?，將通過VT迅速放電，放電電流很大，使開關管VT的電流應力大大增加，為此需加入鉗位二極管VD，阻止緩沖電容放電若令變換器電路中的開關管、二極管、電容、電感均為理想無損元件并考慮變換器輸入、輸出能量的不

4、變性，得ui iiuoio ，則buck型電流變換器在完成降流變換的同時也完成了升壓變換。boost型電壓變換和buck型電流變換存在功能上的對偶性。由buck型電流變換器電路可以導出boost型電壓變換器a) 變換器電路中開關管的開關頻率足夠高時， buck型電流變換器電路中的輸入電流源支路可以用串聯大電感的電壓源支路取代b) 考慮到上述電路中緩沖電容C的穩(wěn)壓作用以及該電路的電壓電壓變換功能，輸出濾波電感L是冗余元件，可以省略。緩沖電容的作用變換為輸出濾波3）boost-buck型DC-DC電壓變換器構建的基本思路 將boost型、buck型變換器電路相互串聯并進行適當化簡，即可構建boos

5、t-buck型變換器boost-buck型DC-DC電壓變換器構建的方法輸入級采用boost型電壓變換器電路，并將其輸出負載省略輸出級則采用buck型電壓變換器電路，并將其輸入電壓源省略串聯boost型電壓變換器電路的輸出與buck型電壓變換器電路的輸入 若假設兩電路串聯后的開關管VT1、VT2為同步斬波開關管，省略冗余元件 根據開關管VT1、VT2導通時，所構成的兩個獨立的電流回路拓撲，合并VT1、VT2為VT12，得到一個等效電路 根據開關管VT1、VT2關斷時，所構成的兩個獨立的電流回路拓撲，合并VD1、VD2合并為VD12，得到另一個等效電路 使上述兩個變換器等效電路的輸入輸出具有公共

6、電位參考點得到boost-buck型DC-DC電壓變換器4）buck-boost型DC-DC電壓變換器構建的基本思路 將buck型、boost型變換器電路相互串聯并進行適當化簡，即可構建buck-boost型變換器buck-boost型DC-DC電壓變換器構建的方法輸入級采用buck型電壓變換器電路，并將其輸出負載省略輸出級則采用boost型電壓變換器電路，并將其輸入電壓源省略串聯buck型電壓變換器電路的輸出與boost型電壓變換器電路的輸入 若假設兩電路串聯后的開關管VT1、VT2為同步斬波開關管，省略冗余元件將VT1、VT2之間的T型儲能網絡中的電容省略，并合并L1、L2為L12，合并后

7、的VT1、VT2之間的儲能電感L12仍能使串聯后的兩級電壓變換器電路正常工作 根據開關管VT1、VT2導通時，所構成的兩個獨立的電流回路拓撲，合并VT1、VT2為VT12，得到一個等效電路 根據開關管VT1、VT2關斷時，所構成的兩個獨立的電流回路拓撲，合并VD1、VD2合并為VD12，得到另一個等效電路 使上述兩個變換器等效電路的輸入輸出具有公共電位參考點得到buck-boost型DC-DC電壓變換器3.2試比較脈沖寬度調制PWM和脈沖頻率調制PFM脈沖寬度調制（PWM）指開關管調制信號的周期固定不變，而開關管導通信號的寬度可調脈沖頻率調制（PFM）指開關管導通信號的寬度固定不變，而開關管調

8、制信號的頻率可調相同點：脈沖寬度調制（PWM）和脈沖頻率調制（PFM）都可以調節(jié)占空比D(D=ton/T),從而改變電力電子變換器輸出電壓Uo的大小不同點：脈沖頻率調制（PFM）開關管調制信號的頻率是變化的，該控制方式下的變換器輸出紋波大，輸出諧波頻譜寬，濾波實現較脈沖寬度調制（PWM）困難3.3電流斷續(xù)對DC/DC變換器電路的分析有何影響？DC-DC變換器出現緩沖元件中電流斷續(xù)時，一個周期內有三種不同的換流狀態(tài)，需分時間段分析在開關管VT關斷期間，續(xù)流二極管的續(xù)流過程結束（緩沖元件中電流降為0）后，其兩端電壓不為零。從而使各變換器電流斷續(xù)工作模式對應的穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv相對于電流連續(xù)模式對應的

9、穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv有所抬高。并且電流斷續(xù)工作模式對應的穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv，不僅與占空比D有關還與負載電阻RL,緩沖電感L,開關頻率fs有關，已與占空比D不成線性關系由變換器輸入輸出功率平衡關系推出的穩(wěn)態(tài)電流增益Gi=1/Gv也不僅與占空比D有關還與負載電阻RL,緩沖電感L,開關頻率fs有關，與占空比D不成線性關系開關管VT關斷期間承受的反壓應分為：二極管續(xù)流中和二極管續(xù)流結束兩個時間段來分析，對應的兩個反壓值不同二極管不僅在開關管VT導通時承受反壓，在續(xù)流結束后亦要承受一定的反壓，且兩個反壓值不同3.4試分析理想的buck變換器在電感電流連續(xù)和斷續(xù)的情況下，穩(wěn)態(tài)電壓增益與什么因素有關？理想buck

10、變換器在電感電流連續(xù)的情況下穩(wěn)態(tài)電壓增益GV對電感L利用伏秒平衡特性(Ui-Uo)ton=Uo(Ts-ton) ,僅與占空比D有關理想buck變換器在電感電流斷續(xù)的情況下穩(wěn)態(tài)電壓增益GV令buck變換器中的二極管續(xù)流時間為toff1 二極管續(xù)流占空比D1= toff1/ Ts，則在iL0的時間段對電感L利用伏秒平衡特性(Ui-Uo)ton=Uotoff (1)與導通占空比D已不是線性關系開關管VT導通時間段（ton時間段）的電流增量iL與二極管VD續(xù)流時間段（toff1時間段）的電流增量iL-相等且等于電感電流最大值ILmax (2)穩(wěn)態(tài)條件下，由于電容C中的平均電流為零，因此，電感電流斷續(xù)時

11、的電感平均電流IL等于負載平均電流Io，即ILIo (3)由（1）（2）（3）可得Gv = . 電感電流斷續(xù)的情況下Gv不僅與占空比D有關，還與電感L、負載電流Io、開關頻率fs、以及輸出電壓Uo有關3.5 如題3.5圖所示為理想Buck變換器，已知：Ud=100V，開關頻率為20kHz，占空比為D=0.6，電阻為R，電感為L，電容為C。試計算在電流連續(xù)狀態(tài)下的：（1）輸出電壓；（2）電感電流的最大值和最小值；（3）開關管和二極管的最大電流；（4）開關管和二極管承受的最大電壓。解：在電流連續(xù)狀態(tài)下（1）輸出電壓（2） 穩(wěn)態(tài)電流脈動VT導通時； VT關斷時；已知Uo=60V , Ui=Ud=10

12、0V代入上述表達式得 （本題并未給出L、C、R的具體數值，應而無法計算電感電流最大值，最小值的具體值）（3）由于電流連續(xù)，開關管和二極管的最大電流均為電感電流最大值，為（4）開關管和二極管承受的最大電壓均為變換器輸入電壓 3.6 Buck變換器中的開關管具有的最小有效導通時間是40s，直流電源額定值是300V，斬波頻率為1kHz，最小輸出電壓是多少？當該變流器與電阻負載R=2相連接時，平均輸入電流是多少？解：（1） 最小輸出電壓 （2）平均輸出電流根據理想變換器輸入輸出功率平衡原理平均輸入電流3.7 Boost變換器中，輸入電壓在1830V之間變化，若要求輸出電壓固定在48V，假定工作在連續(xù)導

13、通狀態(tài)下，求：（1）占空比范圍；（2）連續(xù)R=3的電阻負載時的輸入電流和輸出電流的平均值。解：（1）Boost變換器輸出電壓 從而得到 已知 當時有占空比最大值 當時有占空比最小值 占空比范圍0.3750.625（2）輸出電流平均值 根據理想變換器輸入輸出功率平衡原理，得平均輸入電流當時有最大平均輸入電流當時有最小平均輸入電流3.8簡述伏秒平衡和安秒平衡原則，并分別用兩種方法分析cuk變換器的輸出/輸入關系(1) 電感電壓的伏秒平衡特性 穩(wěn)態(tài)條件下，理想開關變換器中的電感電壓必然周期性重復，由于每個開關周期中電感的儲能為零，并且電感電流保持恒定，因此，每個開關周期中電感電壓uL的積分恒為零，即

14、： 電容電流的安秒平衡特性穩(wěn)態(tài)條件下，理想開關變換器中的電容電流必然周期性重復，而每個開關周期中電容的儲能為零，并且電容電壓保持恒定，因此，每個開關周期中電容電流iC的積分恒為零，即：= 0 (2) cuk變換器電感電流連續(xù)時：對電感L1、L2分別利用伏秒平衡特性進行分析有 ton) 得到穩(wěn)態(tài)電壓增益 對電容C利用安秒平衡特性進行分析有根據理想變換器輸入輸出功率平衡原理得到穩(wěn)態(tài)電壓增益當1/2D1時，即cuk變換器的穩(wěn)態(tài)電壓增益GV1，則cuk變換器具有升壓特性；而當0D1/2時，即cuk變換器的穩(wěn)態(tài)電壓增益GV1，則cuk變換器具有降壓特性。因此，cuk變換器是升、降壓變換器，并且其輸入、輸

15、出電壓具有相反的極性(3) cuk變換器電感電流斷續(xù)時對電感L1、L2分別利用伏秒平衡特性進行分析有其中cuk變換器中的二極管續(xù)流時間為得到穩(wěn)態(tài)電壓增益對電容C利用安秒平衡特性進行分析有根據理想變換器輸入輸出功率平衡原理得到穩(wěn)態(tài)電壓增益3.9試分析在直流斬波電路中儲能元件（電感電容）的作用，試以Cuk電路為例分析（不確定）直流斬波電路中的儲能元件（電容、電感）有濾波與能量緩沖，能量傳遞三種基本功能。一般而言，濾波元件常設置在變換器電路的輸入或輸出，而能量緩沖元件常設置在變換器電路的中間。以Cuk電路為例L1、L2為能量緩沖元件；C1為傳遞能量的耦合元件；C2為輸出濾波元件 3.10試分析Buc

16、k-Boost變換器和Boost-Buck變換器各有何特點Ui Buck-Boost變換器Boost-Buck變換器Buck-Boost型電壓變換器和Boost-Buck型電壓變換器兩者的輸入輸出電壓極性均為反向極性Buck-Boost型電壓變換器電路結構簡單，儲能元件較少，為一個電感，一個電容 Boost-Buck型電壓變換器電路結構較復雜，儲能元件較多，為兩個電感，兩個電容Buck-Boost型電壓變換器的輸入和二極管輸出電流均為斷續(xù)的脈動電流 Boost-Buck型電壓變換器的輸入輸出均有電感，因此變換器的輸入輸出電流一般情況下均為連續(xù)電流（輕載時電流可能斷續(xù)），濾波易實現3.11試以二

17、象限DC-DC變換器為例具體分析電路中二極管的作用二象限DC-DC變換器電路中二極管的作用為通過續(xù)流緩沖負載無功，避免負載電感中電流突變，感應出過電壓。同時二極管VD1 VD2 還實現了開關管的零電壓開通，減少了開通損耗，具體工作過程如下VT1、VT2采用互補調制驅動VT1導通前，VD1導通續(xù)流, 輸出電流iO反向減小iO =0 ,VT1零電壓開通，直流側電源通過VT1向負載供電，輸出電壓uoui，輸出電流io正向增大，負載電感儲能增加VT1關斷，由于負載電感電流不能突變， VD2導通續(xù)流，輸出電壓uo0。采用互補調制驅動模式使VT2有驅動信號，但因VD2導通對VT2 形成了反壓鉗位,VT2不

18、能導通，因此輸出電流iO正向減小，負載電感儲能儲能減少iO =0, VD2 關斷，VT2 零電壓開通，負載電動勢通過VT2向負載電阻和電感供電，輸出電壓uo0，輸出電流io反向增加，負載電感儲能增加VT2關斷，由于電感電流不能突變， VD1導通續(xù)流，輸出電壓uoui。采用互補調制驅動模式使VT1有驅動信號，但因VD1導通對VT1形成了反壓鉗位,VT1不能導通，輸出電流iO反向減小，負載電感儲能儲能減少3.12二象限和四象限DC-DC變換器有何區(qū)別？驅動直流電動機正反轉運行應采用何種DC-DC變換器？二象限DC-DC變換器輸出電壓極性不變，輸出電流極性可變；四象限DC-DC變換器輸出電壓，輸出電

19、流極性均可變；兩種變換器能實現能量的雙向傳輸驅動直流電動機正反轉運行需改變電樞電壓極性，應采用輸出電壓可逆的四象限DC-DC變換器3.13多相多重DC-DC變換器中，多重、多相指的是什么意思？該變換器有什么優(yōu)點？在實際應用有何意義？“多相”是指變換器輸入側（電源端）的各移相斬波控制的支路相數大于1 “多重”則是指變換器輸出側（負載端）的各移相斬波控制的支路重疊數大于1多相多重DC-DC變換器的優(yōu)點： 多相多重DC-DC變換器相對于單個的DC-DC變換器提高了輸出的等效開關頻率，有效地降低了變換器的輸出電流諧波。由于采用移相斬波控制，多相多重DC-DC變換器在提高輸出等效開關頻率的同時保證了其單

20、個的開關頻率不變，因而變換器的開關損耗并不因此而增加多相多重DCDC變換器中的變換器單元具有互為備用的功能，當一個變換器單元故障時，其余的變換器單元仍可以正常工作，多相多重DCDC變換器將數個基本DCDC變換器并聯，容量比單個的DC-DC變換器要大在實際應用中：由于多相多重DCDC變換器輸出等效開關頻率的提高，輸出電流諧波的降低，在一定的輸出諧波指標條件下，可有效地減少了輸出濾波器的體積，降低變換器的損耗；應用多相多重DCDC變換器還可以擴大變換器容量，并且基于其各單元互為備用的功能提高變換器供電的可靠性3.14試說明隔離型DC-DC變換器出現的意義是什么？形成低壓供電負載與電網電壓之間的電氣

21、隔離通過變壓器變壓，縮小變換器輸出電壓等級與輸入電壓等級之間的差異，擴大調節(jié)控制范圍通過設置不同匝數的副邊耦合繞組形成多路輸出，提供不同數值，不同極性的輸出電壓3.15單端正激式變換器和單端反激式變換器有何區(qū)別？變換器變壓器原邊副邊工作時間：單端正激式變換器：變壓器原邊副邊同時在開關管VT導通時工作單端反激式變換器：變壓器原邊在開關管VT導通時工作，變壓器副邊在開關管VT關斷時工作，兩者不同步變壓器原邊加有單方向的脈沖電壓，由于磁芯的磁滯效應，當VT關斷時，線圈電壓或電流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能導致磁芯飽和，因此需要進行磁復位。磁復位的方式：單端正激式變換器

22、：變壓器儲存的磁能通過去磁繞組N3和箝位二極管VD2構成的復位電路饋送到輸入電源側單端反激式變換器：變壓器儲存的磁能通過副邊繞組傳輸給輸出負載輸出電壓的決定因素：單端正激式變換器：，輸出電壓僅決定于變換器輸入電壓、變壓器的匝比和功率管的占空比，與負載電阻無關。具有降壓功能。單端反激式變換器：變壓器磁通連續(xù)狀態(tài)和磁通臨界連續(xù)狀態(tài)下,輸出電壓僅決定于變換器輸入電壓、變壓器的匝比和功率管的占空比，與負載電阻無關，具有升降壓功能變壓器磁通連續(xù)狀態(tài)下，輸出電壓Uo與負載電阻RL有關，RL愈大則輸出電壓愈高，反之負載電阻愈小，則輸出電壓愈低，因此在進行開環(huán)實驗時，不應讓負載開路，必須接入一定的負載，或者在

23、電路中接入“死負載”。此外輸出電壓Uo隨輸入電壓Ui的增大而增大；也隨導通時間的增大而增大；還隨N1繞組的電感量L1的減小而增大3.16說明圖3-15隔離型Buck變換器電路中由繞組N3和二極管VD2構成的支路有何作用隔離型Buck變換器在開關管VT截止期間，副邊傳遞能量的整流二極管VD也截止，儲存于變壓器磁芯中的剩磁能量無釋放途徑，從而會造成剩磁通積累，導致的磁芯飽和。電路中設置由繞組N3和二極管VD2構成的支路為磁芯復位支路。在開關管VT截止期間，N3兩端感應出上正下負的電壓UN3，當UN3大小超過Ui時，VD2 導通，將變壓器儲存的剩磁能量送回輸入電源側，同時將UN3 鉗位在Ui上。N1

24、和N2將承受下正上負的電壓，若有N3N1 ，則UN1=Ui ，UN2 =Ui/n，開關管VT承受反壓為UDS=Ui+ UN1 =2Ui。鉗位二極管VD2 保證變壓器原副邊繞組，去磁繞組N3 兩端均不產生過電壓。并且將開關管VT，副邊整流二極管VD承受的反壓峰值限制在一定范圍內，避免了器件損壞。3.17試設計一個變壓器隔離的Buck變換器，已知：Ui=300V，輸出電壓15V，開關頻率為40kHz,占空比D=0.45，不考慮開關管與整流二極管的管壓降。設計內容：（1）畫出變壓器隔離的Buck變換器的電路拓補（包括去磁電路），并分析其變壓器原方、開關管兩端的電壓波形和流過變壓器原邊的電流波形。（2

25、）計算變壓器變比。解：（1）變壓器隔離的Buck變換器的電路拓補 （2）變壓器原方、開關管兩端的電壓波形和流過變壓器原邊的電流波形 t0 t1階段，能量傳遞階段；VT導通，VT兩端電壓UDS=0，由于VT導通，變壓器原邊繞組兩端電壓 UN1極性為上正下負，大小等于輸入電壓Ui。其中流過電流iD，iD由負載電流折算值和磁化電流所組成并且在正方向上隨時間以額定速率逐漸增大。同時，副邊的整流二極管VD導通,電壓源經變壓器耦合和二極管VD向負載傳輸能量，濾波電感L儲能t1 t2階段，磁芯復位階段;VT截止，變壓器原邊繞組流過的電流iD =0變壓器磁芯中的剩磁能量通過VD2和N3饋送到電源,由于二極管V

26、D2 的鉗位作用，去磁繞組N3兩端電壓UN3極性為上正下負，大小等于輸入電壓Ui ，N1和N2將承受下正上負的電壓 二極管VD截止，VT兩端電壓電感L中產生的感應電勢使續(xù)流二極管VD1導通，電感L中儲存的能量通過二極管VD1向負載釋放（當N3N1時，UN1=Ui , UDS=2Ui ）t2 t0階段，電感續(xù)流階段；變壓器磁芯中的剩磁能量全部釋放完畢，鉗位二極管VD2關斷，變壓器原邊繞組兩端電壓 UN1 =0，其中流過電流iD =0。VT兩端電壓UDS =Ui。電感L中儲存的能量繼續(xù)通過二極管VD1向負載釋放（2）由于得到代入數值Ui=300V , Uo=15V , D=0.45有變壓器的變比3

27、.18 試推導負載電流連續(xù)時隔離型Buck-Boost變換器的輸出直流電壓平均值。解：在負載電流連續(xù)的情況下VT導通期間磁通增量為 VT關斷期間磁通增量為 在穩(wěn)態(tài)條件下，變壓器一個周期內應無剩磁積累即 得到輸出電壓表達式 3.19試分析負載開路時隔離型Buck-Boost變換器會出現何種現象（不確定）若隔離型Buck-Boost變換器工作在磁通連續(xù)或臨界連續(xù)的模式下輸出電壓為與負載無關，則無影響； 若隔離型Buck-Boost變換器工作在磁通斷續(xù)的模式下輸出電壓為 輸出電壓值與負載電阻RL有關，RL愈大則輸出電壓愈高，反之負載電阻愈小，則輸出電壓愈低。若負載開路，RL =,輸出過電壓。同時VT

28、截止期間漏源極間承受的電壓為：由于UDS與輸出電壓Uo有關，也隨負載電阻的增大而升高。因此，負載開路時，還容易造成管子損壞。 3.20試說明變壓器隔離的推挽式變換器和變壓器隔離的全橋變換器的特點是什么變壓器隔離的推挽式變換器是由開關管的控制信號占空比相同，在相位上相差180o的兩個正激變換器的輸出并聯得到，相比雙正激變換器，推挽式變換器中將續(xù)流二極管去掉，濾波電感經過變壓器副邊繞組和整流二極管續(xù)流，且兩個變壓器共用一個磁芯，每個正激變換器從另一個正激變換器的原邊繞組和IGBT得本體二極管進行磁復位，從而也將原來的磁復位電路去掉，這使得推挽變換器電路簡單，且擁有較高的磁芯利用率 變壓器隔離的全橋

29、變換器，使用兩個開關管串聯起來作一個開關管用，降低了開關管電壓應力；且全橋變換器中的四個開關管工作在交錯的半周，對角線相對的管子VT1和VT4或VT2和VT3同時導通，變壓器原邊磁通在一個半周沿磁滯回線上移，在另一個半周沿著磁滯回線反極性下移，從而提高了變壓器的利用率3.21 試畫出變壓器隔離的全橋變換器的電路拓補，并分析其變壓器原方、開關管兩端的電壓波形和流過變壓器原邊的電路波形。答：（1）變壓器隔離的全橋變換器的電路拓撲 （2）隔離型全橋變換器變壓器原方、開關管兩端的電壓波形和流過變壓器原邊的電流波形 t0 t1階段：能量傳輸階段； t0時刻，給VTl、VT4加驅動信號，VT1、VT4飽和導通。VT1、VT4兩端電壓 均為0。VT2、VT3均承受反壓即 均為。由于VT1、VT4導通，變壓器原邊繞組NP兩端電壓極性為上正下負，大小等于輸入電壓。其中流過電流，由負載電流折算值和磁化電流所組成并且在正方向上隨時間以額定速率逐漸增大。同時，副邊的整流二極管VD5導通，VD6關斷，電流上升速率由濾波電感L確定。t1 t2階段：續(xù)流階段；VT1VT4均關斷，VT1、VT4串聯承受反壓，VT2、VT3串聯承受