運算放大器的穩(wěn)定性9

1、運算放大器的穩(wěn)定性(九)：電容負載穩(wěn)定性上網(wǎng)時間: 2007年03月02日本系列文章的第 9 部分是大家熟悉的電子工程的第 5 章保持電容負載穩(wěn)定性的六種方法。這六種方法包括：Riso、高增益及 CF、噪聲增益、噪聲增益及CF、輸出引腳補償以及帶雙向反饋的 Riso。我們將在本部分介紹輸出引腳補償。這種保持電容負載穩(wěn)定性方法不同于輸出運算放大器緩沖網(wǎng)絡，輸出運算放大器緩沖網(wǎng)絡通常用于功率運算放大器（帶有所有 NPN 輸出級）輸出，其目的是在驅(qū)動電容負載時防止意外高頻振蕩。本系列文章的后面章節(jié)將詳細介紹緩沖網(wǎng)絡的使用情況。有時，在現(xiàn)實生活中，我們并非總能夠接近運算放大器的 -輸入和/或 +輸入，

2、因此無法在模擬工具欄中使用其他補償方法。我們將會在本部分探討用于發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器及 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。發(fā)射極跟隨器應用需要在獨特的 420mA 構建塊集成電路上采用一個參考輸出。CMOS RRO 應用涉及一種用于電源反饋的差動放大器。這兩種依范例定義的情況都屬于現(xiàn)實應用。為此，我們可以斷定唯一的保持電容負載穩(wěn)定性的方法只能是輸出引腳補償。除了一階分析與 TINA Spice 模擬之外，我們還可以利用預測結(jié)果來進行實際實施。雙極性發(fā)射極跟隨器：輸出引腳補償我們的雙極性發(fā)射極跟隨器輸出引腳補償實例如圖 9.1 所示。XTR115/XT116 是一種可以將輸入

3、電壓變化轉(zhuǎn)換成 420mA 模擬信號的雙線420mA 集成電路。由于 420mA 發(fā)送器用于驅(qū)動長距離線路，因此需要7.536V 的大工作電壓段送?，XTR115/XTR116 配有子穩(wěn)壓器，可為傳感器調(diào)節(jié)電路提供 5V 的供電電壓，以及 2.5V（XTR115）或 4.096V（XTR116）的高精度參考電壓。420mA 信號范圍是既定的行業(yè)標準，用于工廠（普遍存在 50 或 60Hz 高電壓噪聲）等嘈雜環(huán)境中長距離（1 英里或 1.6 公里以上）模擬信號的傳輸。由于該標準是采用電流控制的傳輸，因此使用兩條線路可以避免電壓噪聲耦合。它采用兩條相同的線路來傳輸功率與信號。由于使用的模擬信號范圍規(guī)

4、定為 420mA，因此其中 4mA 的信號可驅(qū)動信號調(diào)節(jié)電路并觸發(fā)兩條線路發(fā)送器端的傳感器。功率由接收機提供，而接收機同時還能接收 420mA 的模擬信號，該信號已根據(jù)傳感器測量的實際參數(shù)（如：橋接壓力傳感器發(fā)送的壓力）進行了分級。420mA 信號在接收機端通常由 A/D 轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為1V5V的電阻器（250 歐姆）電壓。 通常在此類 420mA 傳感器發(fā)送器中采用微控制器讀取并將線性常數(shù)應用到實際傳感器中。微控制器必須是低功耗控制器，以便允許某些電流觸發(fā)傳感器，原因是我們的總調(diào)節(jié)電路電流預算必須低于 4mA。MSP430F2003 提供一種低電壓、低靜態(tài)電流微控制器。該微控制器具有一個用于讀

5、取橋接變化的板上 ADC。在微控制器應用了線性常數(shù)之后，即與 DAC8832（一款用于生成 XTR115/XTR116 所需模擬輸入電壓的低功耗 DAC）進行通信。DAC8832 由一種零漂移、低功耗、單電源的運算放大器（OPA333）進行緩沖。由于我們的系統(tǒng)是一套完美的系統(tǒng)，因此可驅(qū)動任何器件，其中包括XTR115/XTR116 的精確VREF 引腳。我們之所以選擇 XTR115 (2.5V VREF) 是因為 MSP430F2003 只能在 1.8V3.3V 范圍內(nèi)工作。目前MSP4302003 的板上 ADC 以及 DAC8832 將采用 XTR115 高精度 2.5V 參考電壓。我們的

6、典型總調(diào)節(jié)電路靜態(tài)電流為 562uA，可以保留 3.4mA 的電流用于觸發(fā)橋接傳感器。目前我們唯一的難題是需要添加許多本地旁路電容器，以便在 XTR115 的 VREF 引腳驅(qū)動的眾多集成電路附近實現(xiàn)良好的高頻旁路。XTR115 VREF 引腳是否穩(wěn)定？圖 9.1：4-20mA 橋接傳感器應用圖 9.2 詳細說明了 420mA 橋接傳感器信號調(diào)節(jié)器應用中采用的集成電路的主要規(guī)格。圖 9.2：420mA 調(diào)節(jié)電路 IC 主要規(guī)格XTR115 VREF 引腳是圖 9.3 所示的發(fā)射極跟隨器輸出拓撲運算放大器的輸出引腳。圖 9.3：XTR115 VREF 引腳：發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器圖 9.4

7、顯示了 XTR11 VREF 引腳的等效示意圖。VREF是緩沖的 1.25V 帶隙參考電壓，經(jīng)過 2 倍放大后產(chǎn)生 XTR115 2.5V 參考輸出電壓。發(fā)射極跟隨器輸出級的 Ro 為 4.7k 歐姆。我們是從工廠獲得上述信息、RF 與 RI 值以及 U1 的 Aol 曲線的，因為 XTR115 的產(chǎn)品說明書并未詳細介紹所有資料。我們的總電容負載 CL 為 500nF。Ro 與 CL 互動，形成 XTR115 VREF 運算放大器的 Aol 修正曲線中的第二個極，即 fpu1。請注意：我們無法接入 U1 的 - 輸入或 + 輸入，因為它是 XTR115 的內(nèi)部器件。所以我們只能使用一個引腳來補

8、償放大器穩(wěn)定性（輸出引腳：VREF）。另外，我們希望使 VREF 引腳保持極高的精度，因此在 CL 前面將該引腳與任何電阻串聯(lián)均不是理想的解決方案。圖 9.4：XTR115 VREF 引腳：電容負載等效示意圖我們將采用圖 9.5 所示的 TINA Spice 電路檢驗運算放大器的 Aol 曲線以及由于 CL 導致的 Aol 修正曲線。我們通過 LT（相關 DC 頻率時短路、相關 AC 頻率時開路）以及 CT（相關 DC 頻率時開路、相關 AC 頻率時短路）使用我們的 Spice AC 分析方法。圖9.5：AC 穩(wěn)定性檢查：原始電路圖 9.6 顯示了運算放大器 Aol 曲線以及由于 CL 導致的

9、 Aol 修正曲線。在 fcl1 可以看到，就我們的一階穩(wěn)定性標準而言不穩(wěn)定的每十倍頻程 40db 的閉合速率。根據(jù)預測，CL 導致的 fpu1 為 67.73Hz，其從檢測的角度來看在本圖中是正確的。圖 9.6：Aol 與修正 Aol：原始電路我們檢查了圖 9.7 所示的環(huán)路增益圖，并可以證實了當相位裕度在-fcl1 位置幾乎為零時（0.442 度）對穩(wěn)定性的擔心。圖 9.7：環(huán)路增益圖：原始電路我們在圖 9.8 進行瞬態(tài)穩(wěn)定性測試 ，即在附帶 500nF CL 的閉環(huán)電路中注入一個較小的方形波。圖 9.8：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：原始電路圖 9.9 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性圖再次表明我們的電路并不穩(wěn)定。我們

10、的運算放大器輸出在響應小步階變化時從未穩(wěn)定過。請注意：VOA 以大約 2.5V 幅度變化，表明我們的 DC 電平對于本電路而言是正確的。圖 9.9：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：原始電路我們在圖 9.10 中明確了用于雙極性發(fā)射極跟隨器輸出放大器的輸出引腳補償方法。首先我們用 fpu1 來修正運算放大器原始 Aol 修正曲線，fpu1 是由于 Ro 與 CL 產(chǎn)生的極點（參見曲線 1）。一旦創(chuàng)建了該曲線，我們就可以繪制從曲線 1 與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（曲線 2）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率繪制出比 fp1（運算放大器 Aol 低頻極點）高一個十倍頻程的點，我們在此處把斜率修

11、改到每十倍頻程 -40dB。在頻率為 fp1 時我們將斜率改回每十倍頻程 -20dB，直到與運算放大器的 DC Aol 值相交叉。上述建議的 Aol 修正曲線（曲線 2）滿足我們所有經(jīng)驗標準通過使極點與零點相互保持在一個十倍頻程之內(nèi)，從而保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度。另外，我們建議的 Aol 修正曲線（曲線 2）還可滿足在 fcl2 閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準。圖 9.10：輸出引腳補償：雙極性發(fā)射極跟隨器圖 9.11 說明了我們?nèi)绾卫?RCO 及 CCO 獲得建議的 Aol 修正曲線。另外我們還需要考慮另外一個極點，因為 CCO 在某些高頻情況下

12、會短路，而且 CL 與 RCO 將形成一個附加高頻極點。即使此極點在 fcl2 之外出現(xiàn)，我們的情況仍然正常。圖 9.11：AC 穩(wěn)定性檢查：輸出引腳補償由于知道 Ro 與 CL，因此可以利用圖 9.12 所示公式以及圖 9.10（曲線 2）建議的 Aol 修正曲線計算出補償分量 RCO 與 CCO 以及由 RCO 與 CL 形成的超高頻極點。圖 9.12：輸出引腳補償公式：雙極性發(fā)射極跟隨器我們在圖 9.13 中采用輸出引腳補償方法繪出預測曲線。由于 XTR115 之內(nèi)的閉環(huán)運算放大器以 2 倍增益運行（6dB），閉環(huán) VREF/VIN 曲線始終保持平直，直到在 fcl2 位置與 Aol 修

13、正相交，由于環(huán)路增益已經(jīng)等于零，因此此后該曲線隨 Aol 修正曲線一直降低。圖 9.13：最終預測曲線：輸出引腳補償圖 9.14 是在采用圖 9.11 所示電路的情況下，我們的 AC 穩(wěn)定性分析 TINA Spice 模擬結(jié)果。在 fcl2 位置時可以看到每十倍頻程 20dB 的閉合速率，但是我們應當通過相位圖了解詳細情況。圖 9.14：Aol 與 Aol 修正：輸出引腳補償圖 9.15 所示的環(huán)路增益圖證明我們的輸出引腳補償方法可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。在 fcl2 位置時相位裕度為 40度，相位在環(huán)路增益帶寬范圍內(nèi)不會過多低于 45 度。如果需要，我們可以細微調(diào)節(jié)輸出引腳補償值，以便在 fcl2

14、 獲得更高的相位裕度。圖9.15：環(huán)路增益：輸出引腳補償圖9.16中的電路采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查采用了輸出引腳補償?shù)淖罱K電路。圖9.16：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補償圖 9.17 所示的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明了我們的環(huán)路增益檢查，即輸出引腳補償可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。一個較低的過沖以及無過度振鈴的一個下沖看起來接近典型的、45 度相位裕度補償電路。圖9.17：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：輸出引腳補償圖 9.18 所示的 TINA Spice 電路使我們能夠檢查最終的 VREF/VIN 閉環(huán) AC 響應是否符合在圖 9.13 中的預測。圖 9.18：VREF/VIN AC 電路：輸出引腳補償根據(jù)圖 9.13，我

15、們估計 fcl2 約為 5kHz，因此預計對于 VREF/VIN 而言在該點會出現(xiàn)陡然降低。在圖 9.19 中，我們可以看出閉環(huán) AC 響應符合預測結(jié)果。在 AC 閉環(huán)響應中存在輕微峰化現(xiàn)象，不過其對于本應用不會造成影響。同樣，如果我們希望減少這種峰化現(xiàn)象，就需要再次利用我們的輸出引腳補償把 fcl2 點的相位裕度提高到 40 度以上。圖9.19：VREF/VIN AC響應：輸出引腳補償CMOS RRO：輸出引腳補償我們的 CMOS RRO 輸出引腳補償實例如圖 9.20 所示。這種實際電源應用采用 OPA569 功率運算放大器作為可編程電源。為了在負載上提供精確的電源電壓，可以采用一種差動放

16、大器 INA152 對負載電壓實施差動監(jiān)控。閉環(huán)系統(tǒng)可以補償任何從可編程電源到負載的正/負連接中的線路壓降造成的損耗。OPA569 上的電流限值設定為2A。在我們的實際應用中，這種電源具有靈活的配置，因此可以在差動放大器 INA152 的輸出上提供多大達10nF 電容。這樣是否能夠?qū)崿F(xiàn)可編程電源的穩(wěn)定運行？圖 9.20：可編程電源應用我們在圖 9.21 中詳細說明了在我們的可編程電源應用中使用的 IC 的主要規(guī)格。圖9.21：可編程電源 IC 主要規(guī)格我們用于反饋的 INA152 差動放大器采用如圖 9.22 所示的 CMOS RRO 拓撲。圖9.22：INA152 差動放大器：CMOS RR

17、O我們采用圖 9.23 中的 TINA Spice 電路檢查可編程電源的穩(wěn)定性。我們的 DC 輸出由 Vadjust 設定到3.3V，同時應用一個較小的瞬態(tài)方形波檢查過沖與振鈴。圖9.23：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：原始電路圖 9.24 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果顯然不夠理想。我們不希望在未經(jīng)進一步穩(wěn)定性補償情況下投產(chǎn)這種電路。圖9.24：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：原始電路圖 9.25 中的 TINA Spice 電路用于檢查原始電路中的不穩(wěn)定性是否由 INA152 輸出端的 CX負載所引起。我們將采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試進行快速檢測。圖9.25：差動放大器反饋：原始電路圖9.26可以證明我們的推測，即：是CX造成了差動放大

18、器INA152的不穩(wěn)定性。圖9.26：瞬態(tài)圖：差動放大器反饋，原始電路差動放大器由 1 個運算放大器以及 4 個精密比率匹配電阻器構成。這給我們的分析工作帶來了挑戰(zhàn)，因為我們無法直接接入內(nèi)部運算放大器的 - 輸入或 + 輸入。在圖 9.27 中我們可以看到差動放大器的等效示意圖，同時可以看出測量 Aol 的明確方法。我們將采用 LT 斷開任何相關 AC 頻率的反饋，同時仍然保持準確的 DC 工作點（LT 對于相關 DC 頻率短路，對于相關 AC 頻率開路）。通過把 INA152 的 Ref 引腳連接到 VIN+ 引腳，我們可以創(chuàng)建一個非反相輸入放大器。通過在 Sense 與 VOA 之間放置

19、LT，我們可以理想地在任何相關AC頻率驅(qū)動運算放大器進入開路狀態(tài)。INA152 運算放大器的內(nèi)部節(jié)點 VM 可以在相關 AC 頻率達到零點。VP 只需作為 VG1，然后我們可以輕松測出 Aol = VOA/VG1。請注意：我們只要把 VdcBias 設定為 1.25V 以便在 VOA 產(chǎn)生 2.5V DC，即可衡量 DC 工作點。我們把圖 9.27 的 INA152 Aol 測試電路概念轉(zhuǎn)化成圖 9.28 所示的 TINA Spice 電路。我們知道，用于 INA152 的 TINA Spice 宏模型是一種 Bill Sands 宏模型參考：模擬與 RF 模型，(圖9.27：INA152 A

20、ol 測試電路概念圖9.28：TINA Spice INA152 Aol 測試電路圖 9.29 說明了根據(jù) TINA Spice 仿真獲得的 INA 152 詳細 Aol 曲線。請注意：Aol 曲線中在 1MHz 時存在第二個極點，在基于 Aol 相位曲線的頻率之外存在某些更高階的極點，其在 1MHz 之外表現(xiàn)出比每十倍頻程 -45度更陡的斜率。圖 9.29：INA152 Aol TINA Spice 結(jié)果由于我們已知道 INA152 是一款 CMOS RRO 差動放大器，因此，除了 Aol 曲線，還需要 Zo 進行穩(wěn)定性分析。在圖 9.30 中建立一個 Zo 測試電路概念。與圖 9.28 的

21、 Aol 測試電路相似，我們可以利用所示的 LT 與電路連接強迫 INA152 的內(nèi)部運算放大器在任何相關 AC 頻率進入開路狀態(tài)。我們現(xiàn)在將采用設為 1Apk 的 AC 電流電源驅(qū)動輸出，同時直接根據(jù) VOA 的電壓測量 Zo。圖 9.30：INA152 Zo 測試電路概念我們在圖 9.31 中建立了 TINA Spice INA152 Zo 測試電路?？焖?DC 分析表明我們可以得到 INA152 的正確 DC 工作點。最好在利用 Spice 進行 AC 分析之前先執(zhí)行 DC 分析，以便確定電路在任何電源軌下都不飽和，電源軌可能會造成錯誤AC分析結(jié)果。圖 9.31：INA152 Zo TI

22、NA 測試電路圖 9.32：INA152 TINA Zo 曲線圖 9.32 的 TINA Zo 測試結(jié)果顯示了 Zo 的典型 CMOS RRO 響應。我們可以看到在 fz=76.17Hz 時出現(xiàn)一個零點，在 fp=4.05Hz 時出現(xiàn)一個極點。圖 9.33：INA152 Tina Ro 測量我們在圖 9.33 中根據(jù)由 TINA Spice 創(chuàng)建的 Zo 曲線測量 Ro。Ro = 1.45k 歐姆。我們從測量的 Zo 圖可以獲得 Ro、fz 以及 fp。我們利用這些資料可以創(chuàng)建 INA152 的等效 Zo 模型，如圖9.34 所示。圖 9.34：INA152 Zo 模型我們可以利用 TINA

23、Spice 仿真器快速檢測等效 Zo 模型與實際 INA152 Zo 相比的準確性。等效 Zo 模型結(jié)果如圖 9.36 所示，并與圖 9.35 作了相關對比。由此可見，等效 Zo 模型非常接近，因此可以繼續(xù)進行穩(wěn)定性分析。圖 9.35：Zo 等效模型與 INA152 Zo 對比圖 9.36：TINA 圖：INA152 等效 Zo 模型現(xiàn)在我們可利用 Zo 等效模型分析負載電容 CL 對 INA152 輸出的影響。從 Aol 曲線中，我們可以看到在CL10.98kHz 時造成的附加極點（如圖 9.37 所示）。圖 9.37：計算 Zo 與 CL 造成的極點（fp2）我們在圖 9.38 中在 IN

24、A152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。圖 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 電路從圖 9.39 我們可以看出模擬結(jié)果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我們預測的 10.98kHz，因此可以繼續(xù)分析。圖 9.39：Zo 與 CL=10nF 時的 fp2 圖圖 9.40：CL=10nF 時，Aol 修正曲線的 TINA 電路圖現(xiàn)在我們可以對 CL=10nF 的實際 INA152 進行 TINA 模擬，并使用圖 9.40 的電路將其與預測響應進行對比。圖 9.41 的 TINA 模擬結(jié)果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1)

25、 時造成的低頻極點以及 Zo 與 CL=10nF 在 fp2=11.02kHz 時產(chǎn)生的第二個極點。請記住，我們曾經(jīng)根據(jù)一階分析預測fp2=10.9kHz，并根據(jù) CL=10nF 的等效 Zo 模型預測 fp2=11.01kHz。圖 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲線的 TINA 圖圖 9.42：輸出引腳補償：CMOS RRO我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。此方法的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點 fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線（見圖 9.

26、41）。一旦創(chuàng)建了該曲線（修正 Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從 CL=10nF 的Aol 修正曲線與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（最終修正 Aol）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫到比 CL=10nF 的Aol修正曲線的 0dB 交點低一個十倍頻程的點(100kHz)。我們在 fzc1 極點將斜率修改為每十倍頻程為 40dB。我們在 fpc2 極點與原始 INA152 Aol 曲線相交。通過使極點和零點相互保持在一個十倍頻程內(nèi)以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度，這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線符合我們所有經(jīng)驗標準。另外，我們建議的最終A

27、ol曲線修正還滿足在 fcl 極點閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準。圖 9.43 詳細說明基于 Zo 及 Slide 47 的預期最終Aol修正曲線的公式。此外，我們注意到在CCO 短路時由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個高頻極點。圖 9.43：輸出引腳補償公式：CMOS RRO我們在圖 9.44 中建立一個 TINA Spice 電路，用于證明可以預測 Zo、CCO、RCO 及 CL對 Aol 曲線所產(chǎn)生的影響的公式。圖9.44：預測 Zo、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路圖 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響我

28、們從圖 9.45 可以看出模擬結(jié)果，用于檢查針對 Zo、CCO、RCO 與 CL的 Aol 修正公式。預測的fpc2=1kHz，實際 fpc2=1.23kHz；預測的 fzc2=10kHz，實際 fzc2=10.25kHz；預測的fpc3=106kHz，實際 fpc3=105.80kHz。根據(jù)我們的等效 Zo 模型，我們的預測非常接近模擬結(jié)果。根據(jù)圖 9.43 的分析及相關模擬證明，我們可以創(chuàng)建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預測。最終閉環(huán)響應 Vout/Vin 預計為平直曲線，直到環(huán)路增益在 fcl 位置達到零點，此時預計其遵循所示的Aol修正曲線。圖 9.46：最終Aol 修正預測圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償?shù)?AC 穩(wěn)定性測試電路。最終可以產(chǎn)生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線。圖 9.47：AC 穩(wěn)定性電路：輸出引腳補償圖 9.48 說明采用輸出引腳補償方法的最終Aol 修正結(jié)果，其符合圖 9.46 所示的一階預測。圖 9.48：AC 穩(wěn)定性圖：輸出引腳補償我們將采用圖 9.49 的電路進行基于最終輸出引腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試。圖 9.49：瞬態(tài)穩(wěn)定性測