并聯(lián)有源電力濾波器交流側(cè)濾波電感的優(yōu)化設(shè)計(jì)

1、摘要：探討了一種并聯(lián)有源電力濾波器的交流側(cè)濾波電感優(yōu)化設(shè)計(jì)的方法；并應(yīng)用于一臺(tái)15kVA并聯(lián)有源電力濾波器的實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ椭?，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。 關(guān)鍵詞：諧波；有源電力濾波器；濾波電感設(shè)計(jì)引言并聯(lián)有源電力濾波器是一種用于動(dòng)態(tài)抑制諧波和補(bǔ)償無功的新型電力電子裝置，近年來，有源電力濾波器的理論研究和應(yīng)用均取得了較大的成功。對(duì)其主電路（VSI）參數(shù)的設(shè)計(jì)也進(jìn)行了許多探討，但是，目前交流側(cè)濾波電感還沒有十分有效的設(shè)計(jì)方法，然而該電感對(duì)有源濾波器的補(bǔ)償性能十分關(guān)鍵。本文通過分析有源電力濾波器的交流側(cè)濾波電感對(duì)電流補(bǔ)償性能的影響，在滿足一定效率的條件下，探討了該電感的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，仿真和實(shí)驗(yàn)初步表明該方法是有效的

2、。圖11 三相四線并聯(lián)型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)與工作原理圖1為三相四線制并聯(lián)型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)。主電路采用電容中點(diǎn)式的電壓型逆變器。電流跟蹤控制方式采用滯環(huán)控制。以圖2的單相控制為例，分析滯環(huán)控制PWM調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)電流跟蹤的原理。在該控制方式中，指令電流計(jì)算電路產(chǎn)生的指令信號(hào)ic與實(shí)際的補(bǔ)償電流信號(hào)ic進(jìn)行比較，兩者的偏差作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路的PWM的信號(hào)，此信號(hào)再通過死區(qū)和驅(qū)動(dòng)控制電路，用于驅(qū)動(dòng)相應(yīng)橋臂的上、下兩只功率器件，從而實(shí)現(xiàn)電流ic的控制。 以圖3中A相半橋?yàn)槔治鲭娐返墓ぷ鬟^程。開關(guān)器件S1和S4組成A相的半橋變換器，電容C1和C2為儲(chǔ)能元件。uc1

3、和uc2為相應(yīng)電容上的電壓。為了能使半橋變換器正常跟蹤指令電流，應(yīng)使其電壓uc1和uc2大于輸入電壓的峰值。當(dāng)電流ica0時(shí)，若S1關(guān)斷，S4導(dǎo)通，則電流流經(jīng)S4使電容C2放電，如圖3（a）所示，同時(shí)，由于uc2大于輸入電壓的峰值，故電流ica增大(dica/dt0)。對(duì)應(yīng)于圖4中的t0t1時(shí)間段。 當(dāng)電流增大到ica時(shí)（其中ica為指令電流，為滯環(huán)寬度），在如前所述的滯環(huán)控制方式下，使得電路狀態(tài)轉(zhuǎn)換到圖3(b)，即S4關(guān)斷，電流流經(jīng)S1的反并二極管給電容C1充電，同時(shí)電流ica下降(dica/dt0)。相對(duì)應(yīng)于圖4中的t1t2時(shí)間段。同樣的道理可以分析ica0的情況。通過整個(gè)電路工作情況分析

4、，得出在滯環(huán)PWM調(diào)制電路的控制下，通過半橋變換器上下橋臂開關(guān)管的開通和關(guān)斷，可使得其產(chǎn)生的電流在一個(gè)差帶寬度為2的范圍內(nèi)跟蹤指令電流的變化。當(dāng)有源濾波器的主電路采用電容中點(diǎn)式拓?fù)鋾r(shí)，A，B，C三相的滯環(huán)控制脈沖是相對(duì)獨(dú)立的。其他兩相的工作情況與此相同。2 濾波電感對(duì)補(bǔ)償精度的影響非線性負(fù)載為三相不控整流橋帶電阻負(fù)載，非線性負(fù)載交流側(cè)電流iLa及其基波分量如圖5所示（以下單相分析均以A相為例）。指令電流和實(shí)際補(bǔ)償電流如圖6所示。當(dāng)指令電流變化相對(duì)平緩時(shí)（如從/2到5/6段），電流跟蹤效果好，此時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形較好。而當(dāng)指令電流變化很快時(shí)（從/6開始的一小段），電流跟蹤誤差很大；這樣會(huì)造成補(bǔ)償后

5、網(wǎng)側(cè)電流的尖刺。使網(wǎng)側(cè)電流補(bǔ)償精度較低。 假如不考慮指令電流的計(jì)算誤差，則網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量即為補(bǔ)償電流對(duì)指令電流的跟蹤誤差（即圖6中陰影A1，A2，A3，A4部分）。補(bǔ)償電流對(duì)指令電流的跟蹤誤差越?。碅1，A2，A3，A4部分面積越?。W(wǎng)側(cè)電流的諧波含量（尖刺）也就越小，當(dāng)補(bǔ)償電流完全跟蹤指令電流時(shí)（即A1，A2，A3，A4部分面積為零時(shí)），網(wǎng)側(cè)電流也就完全是基波有功電流。由于滯環(huán)的頻率較高，不考慮由于滯環(huán)造成的跟蹤誤差，則如圖6所示網(wǎng)側(cè)電流的跟蹤誤差主要為負(fù)載電流突變時(shí)補(bǔ)償電流跟蹤不上所造成的。分析三相不控整流橋帶電阻負(fù)載，設(shè)Id為負(fù)載電流直流側(cè)平均值。Ip為負(fù)載電流基波有功分量的幅值

6、，。下面介紹如何計(jì)算A1面積的大小，在/6t/2區(qū)間內(nèi)ic(t)=IpsintId （1）在/6tt1一小段區(qū)間內(nèi)，電流ic(t)可近似為直線，設(shè)a1為直線的截距，表達(dá)式為ic(t)=a1uC1-Usmsin(/6)/Lt （2）ic(/6)=ic(/6) （3）ic(t1)=ic(t1) （4）由式(1)式(4)可以求出a1及t1的值。在/6tt1（即1/600tt1）區(qū)間內(nèi)，ic與ic之間的跟蹤誤差面積A1為同樣可以求出A2，A3，A4的面積。A2=0.405（I 2 d L）/(330IdL+(Ucl+0.5Usm)由對(duì)稱性，得到A3=A1，A4=A2因此，在一個(gè)工頻周期內(nèi)，電流跟蹤誤差

7、的面積A為A=A1A2A3A4=(0.81Id-0.45)IdL/165IdL+(Uc1+0.5Usm)(0.81Id-0.45)IdL/330IdL+(Ucl+0.5Usm) （5）這里假定上電容電壓Uc1等于下電容電壓Uc2，Usm為電網(wǎng)相電壓峰值，L為濾波電感值（假設(shè)La=Lb=Lc=L），Id為非線性負(fù)載直流側(cè)電流。3 濾波電感對(duì)系統(tǒng)損耗的影響有源濾波器一個(gè)重要的指標(biāo)是效率，系統(tǒng)總的損耗Ploss為Ploss=PonPoffPconPrc （6）式中：Pon為開關(guān)器件的開通損耗；Poff為開關(guān)器件的關(guān)斷損耗；Pcon為開關(guān)器件的通態(tài)損耗；Prc為吸收電路的損耗。 3.1 IGBT的開通

8、與關(guān)斷損耗有源濾波器的A相主電路如圖7所示。假設(shè)電感電流ic為正時(shí)，則在S4開通之前，電流ic通過二極管D1流出，當(dāng)S4開通后，流過二極管D1的電流逐漸轉(zhuǎn)移為流過S4，只有當(dāng)Dl中電流下降到零后，S4兩端的電壓才會(huì)逐漸下降到零。因此，在S4的開通過程中，存在著電流、電壓的重疊時(shí)間，引起開通損耗，如圖8所示。由圖8可知單個(gè)S4開通損耗為開通損耗為式中：ic(t)為IGBT集電極電流；Uc為集射之間電壓（忽略二極管壓降即為主電路直流側(cè)電壓）；ton為開通時(shí)間；T0為一個(gè)工頻周期；fs為器件平均開關(guān)頻率；Iav為主電路電流取絕對(duì)值后的平均值。類似可推得關(guān)斷損耗為Poff=6(IavUctorr)/2

9、fs (10)式中：toff為關(guān)斷時(shí)間。3.2 IGBT的通態(tài)損耗假設(shè)tcon為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間，考慮到上下管占空比互補(bǔ)，可假設(shè)占空比為50，即tcon=0.5Ts。則通態(tài)損耗為Pcon=6ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces (11）式中：Ts為平均開關(guān)周期；Uces為開關(guān)管通態(tài)時(shí)飽和壓降。3.3 RC吸收電路的損耗RC吸收電路的損耗為Prc=61/2CsUc2fs (12)式中：Cs為吸收電容值。fs=(U2c-2U2sm)/8LUc （13）通過以上分析，可以得到系統(tǒng)總損耗為Ploss=PonPoffPconPrc （14）4濾波電感的優(yōu)化設(shè)計(jì)在滿足一定效率條件下，尋求交流側(cè)

10、濾波電感L，使補(bǔ)償電流跟蹤誤差最小。得到如下的優(yōu)化算法。優(yōu)化目標(biāo)為minA（Uc，L）約束條件為Ploss（1）SAPF (15) 應(yīng)用于實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ蜑?5kVA的三相四線制并聯(lián)有源濾波器，參數(shù)如下：SAPF=15kVA，Vsm=310V，=95，Id=103A，Iav=18A，=1A，Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，toff=340ns。在約束條件下利用Matlab的優(yōu)化工具箱求目標(biāo)函數(shù)最小時(shí)L與Uc1的值。可得到優(yōu)化結(jié)果為：跟蹤誤差A(yù)=0.1523，此時(shí)交流側(cè)濾波電感L=2.9mH，直流側(cè)電壓Uc=799V。5 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表1列出了有源電力濾波器容量為15kVA時(shí)，電感取值與補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流的THD的比較。表1 不同電感L取值下仿真結(jié)果交流側(cè)濾波電感L/mH 直流側(cè)電壓Uc/V 網(wǎng)側(cè)電流的THD/ 2.9 800 16 5 800 21.5 7 800 24 圖9，圖10與圖11是當(dāng)Uc=2Uc1=800V，APF容量為5.2kVA時(shí)，電感L分別取7mH，5mH，3mH時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流的THD分別為14.1，1