單相有源功率因數(shù)校正電路仿真

1、單相有源功率因數(shù)校正電路仿真 摘要：傳統(tǒng)的AC-D吸換器的廣泛應(yīng)用對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生了大量的諧波污染。有源功率 因數(shù)校正技術(shù)（APFC）是抑制諧波電流、提高功率因數(shù)的行之有效的辦法。本文論述了單相功率因數(shù)校正APFC的原理和方法，通過(guò)對(duì)Boost型滯環(huán)控制的DC-DC變換器采用Matlab進(jìn)行仿真，獲得了最后校正的功率因數(shù)結(jié)果，說(shuō)明這種PFC方案的能獲得良好的效果，適用于多種場(chǎng)合。 關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正，Boost電路，滯環(huán)控制 1緒論 功率因數(shù)指的是有效功率與總耗電量（視在功率）之間的關(guān)系。功率因數(shù)可以衡量電力被有效利用的程度，當(dāng)功率因數(shù)值越大，代表其電能利用率越高。交換式電源供電器上的功率因數(shù)

2、校正器的運(yùn)作原理是通過(guò)控制調(diào)整交流電電流輸入波形，使其與直流電電壓波形盡可能一致，讓功率因數(shù)趨近于1.折對(duì)于電力需求量達(dá)到某一個(gè)水平的電子設(shè)備而言是很重要的，否則，電力設(shè)備系統(tǒng)消耗的電 能可能超出其規(guī)格，極可能干擾同系統(tǒng)的其他電子設(shè)備。 2功率因數(shù)的定義和校正原理 根據(jù)電工學(xué)的基本理論功率因數(shù)（PF）的定義：交流/&入有功功率（P）與視在功率（S）的比值，用公式表示為： 式中：UI表示輸入基波電流有效值；cos表示基波電壓與基波電流之間的位移因數(shù)；表示輸入電流畸變因數(shù)；Irms表示輸入電流有效值。 可見PF由電流畸變因數(shù)和位移因數(shù)cos決定，cos小表示用電設(shè)備的功率大，在有功功率不變

3、的情況下實(shí)在功率增加，線路總電流增大，線路傳輸壓降也將增大，倒是電氣設(shè)備容量增加，利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大，嚴(yán)重影響電網(wǎng)的供電質(zhì)量，變化快時(shí)甚至可以導(dǎo)致電網(wǎng)崩潰。輸入電流即便因數(shù)值低，表示輸入電流諧波 分量大，將造成輸入電流波形畸變，對(duì)電網(wǎng)造成污染，使用電設(shè)備產(chǎn)生機(jī)械振動(dòng)、噪聲、過(guò)電壓，損壞電子設(shè)備。在實(shí)際的電能運(yùn)用和傳輸中，最主要的危害是電流的畸變引起的諧波PF PU1I1cos SU1Irms %cos Irms cos 而污染電網(wǎng)，因此，可以說(shuō)諧波的抑制電路即為功率因數(shù)校 正電路。 不良的功率因數(shù)主要發(fā)生在整流電路中，特別是開關(guān)整流電路。在整流電路 中，AC/DC前端通常有橋式整

4、流器和大容量濾波器組成，如圖1（a）,其濾波電容 的設(shè)置使輸出電壓平滑。但是，對(duì)電流來(lái)說(shuō)，只有當(dāng)線路的峰值電壓大于濾波電容兩端的電壓時(shí)，整流元件中才有電流流過(guò)。這樣就使電流呈現(xiàn)尖脈沖形式，如圖1（b）,這種尖脈沖波中含有大量的高次諧波。 圖1常用整流橋結(jié)構(gòu)與電力電壓波形 3功率因數(shù)校正器拓?fù)浼翱刂撇呗?功率因數(shù)校正電路的研究主要包括兩方面的內(nèi)容,是控制策略的研究。 3.1 功率因數(shù)校正器典型電路結(jié)構(gòu) 從原理上說(shuō)，任何一種DC/DC變換器拓?fù)涠伎梢宰鳛镻FC主電路。DC/DC變換器包括降壓式（Buck）變換器、升壓式（Boost）變換器、升降壓（Buck-Boost皮換器、Cuk變換器、反激式（

5、Flyback愛換器等。從電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上看，Buck電路和Boost電路是最基本的兩種變換器，其余變換器都是由這兩種基本結(jié)構(gòu)演化而來(lái)。 3.2 功率因數(shù)校正器控制策略 電力電子電路的六種基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都可以構(gòu)成PFC由于Boost電路優(yōu)點(diǎn)獨(dú)特，在實(shí)際應(yīng)用中最為廣泛。 功率因數(shù)校正器的控制策略按輸入電感電流是否連續(xù)， 可分為電流連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM用電流不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）,以及介入其中的電流臨界模式（BCM有的電路還根據(jù)負(fù)載功率的大小使得變換器在DCM和CCM模式之間相互轉(zhuǎn)換，成為混聯(lián)模式（MCM）。是電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析, (a) (b) 3.2.1 DCM控制策略 DCM控制又稱為電壓跟蹤

6、法，是功率因數(shù)校正控制中一種簡(jiǎn)單實(shí)用的方法，應(yīng)用較為廣泛。 它不需要檢測(cè)輸入電壓和輸入電流， 功率開關(guān)管就以一定的占空比使輸入電流按正弦規(guī)律變化。概括起來(lái)，DCM控制模式的特點(diǎn)有： 1）控制電路簡(jiǎn)單，現(xiàn)有開關(guān)電源PWM控制用集成電路均可作為電壓跟隨型PFC電路的控制器； 2）輸入電流自動(dòng)跟蹤輸入電壓相位，且具有較小的電流畸變率； 3）功率開關(guān)管能實(shí)現(xiàn)零電流開通，且不許承受二極管的反向恢復(fù)電流； 4）有較大輸入輸出電流紋波，要求高性能濾波電路； 5）平均電流遠(yuǎn)低于峰值電流而導(dǎo)致期間需承受較大的應(yīng)力； 6）單相PFCft率一月小于200W,三相PFCft率一月小于10Kw。 （1）恒頻控制 圖2為

7、Boost電路的DCM控制原理圖。恒頻控制的功率開關(guān)管的頻率保持恒定，工作原理是當(dāng)輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時(shí)，通過(guò)電壓環(huán)可以保證 占空比恒定，從而使得輸入電流峰值與輸入電壓成正比，達(dá)到輸入電流波形自動(dòng) 跟隨輸入電壓波形，實(shí)現(xiàn)功率校正的目的。 為了確保穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出占空比在半個(gè)工頻周期保持不變，E/A取10-20HZ。包 頻控制時(shí)開關(guān)周期恒定，因此電感電流并不連續(xù)。如圖2所示電感電流在一個(gè)周期內(nèi)的平均值為： 式中：Ug為整流后的電壓； Ton為功率開關(guān)管VS的導(dǎo)通時(shí)間; Tdon為二極管VD的續(xù)流時(shí)間； Ts為開關(guān)周期。 IL UgTon(TonTdon) 2LTs (2) 若式(2)中二極管

8、VD的續(xù)流時(shí)間保持恒定， 則DC/DC變換器輸入側(cè)可效為一個(gè)阻性負(fù)載，從而使得整流器交流側(cè)電壓電流同相位。但實(shí)際上，在半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流下降時(shí)間愛你并不恒定，導(dǎo)致輸入平均電流發(fā)生畸變，此控制方式具有控制電路簡(jiǎn)單，功率因數(shù)的理想值不能達(dá)到1的特點(diǎn)，若想輸入電流畸變程度變小，則輸出電壓與輸入電壓峰值的比值就應(yīng)增加。 (2)變頻控制 對(duì)于式(2),假設(shè)TsTonToff,則輸入平均電流即電感電流在一個(gè)周期內(nèi)的平均值為： ,UgTon IL二 由式(3)可知，IL只與功率開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間有關(guān)，若保持導(dǎo)通時(shí)間恒定，則理論上可認(rèn)為輸入電流無(wú)畸變，這就是恒頻控制的原理。此控制方式雖然占空比和開關(guān)周期均布

9、包定，但當(dāng)輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時(shí)，功率開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間可保持恒定，因而占空比也是變化的，從而使得輸入電流具有大量的高頻紋波分量，因而增加了EMI濾波的設(shè)計(jì)難度。 3.2.2 CCM控制策略 CCM控制策略有直接電流控制和堅(jiān)決諛電流控制之分。CCM控制策略相對(duì) 于DCM控制策略來(lái)說(shuō)，其優(yōu)點(diǎn)是： 1)輸出和輸入電流紋波小、濾波容易； 3.2.3 RMS電流小，器件導(dǎo)通損耗??； 3)適用于大功率場(chǎng)合。 (1)直接電流控制 直接電流控制來(lái)源于DC/DC變換器的電流控制模式。 其工作原理是將輸出電壓誤差信號(hào)與輸入電壓信號(hào)相乘，得到電流控制器的電流給定信號(hào)，電流控制器控制輸入電流按此信號(hào)變化，從

10、而實(shí)現(xiàn)輸入電流與輸入電壓同相位。由于其控制結(jié)構(gòu)中含有乘法器，因此也叫乘法u g PWM-E/A十 圖2Boost電路DCM控制原理圖 控制器，是目前應(yīng)用最多的控制方式之一。 直接電流控制以檢測(cè)到的整流器輸入電流作為其反饋和被控量，因而具有系 統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、電流控制精度高、限流容易等優(yōu)點(diǎn)。其缺點(diǎn)是需要寬頻帶的電流傳感器來(lái)檢測(cè)輸入電流而導(dǎo)致成本過(guò)高。同時(shí)乘法器的非線性失真增加了輸入電流的諧波含量。由于輸入電流總帶有一些開關(guān)頻率文博的，因此必須據(jù)頂反饋哪一個(gè)電流，根據(jù)控制結(jié)構(gòu)中檢測(cè)電流的不同，直接電流控制可分為峰值電流控制、平均電流控制、滯環(huán)電流控制三種控制方式。這三種方法的基本特點(diǎn)如表1所示 表1

11、三種控制方式基本特點(diǎn) 峰值電流 開關(guān)電流 恒定 CCM Boost 敏感 需斜坡補(bǔ)償 滯外電流 電感電流 變頻 CCM Boost 敏感 需邏輯控制 平均電流 1 需電流誤差放大 （2）間接電流控制 間接電流控制又稱為幅值相位控制，是一種基于工頻穩(wěn)態(tài)的控制方法，其基 本思想是通過(guò)控制整流器輸入電壓基波的相位和幅值來(lái)間接的控制輸入電感電流。間接電流控制具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，開關(guān)機(jī)理清晰的優(yōu)點(diǎn)，但也存在如下缺點(diǎn)： 1）需外加過(guò)流保護(hù)電路來(lái)彌補(bǔ)自身無(wú)限流功能的缺陷； 2）系統(tǒng)電流從一穩(wěn)態(tài)到另一穩(wěn)態(tài)過(guò)渡時(shí)會(huì)出現(xiàn)直流分量； 3）系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢。 4有源功率校正電路的工作原理 有源功率因數(shù)校正（ActivePow

12、erFactorCorrection,APF。電路，是指在傳統(tǒng)的不控整流中融入有源器件，使得交流側(cè)電流在一定程度上正弦化，從而減少裝置的非線性、改善功率因數(shù)的一種高頻整流電路。 基本的單相APFC電路在單相橋式不可控整流器和負(fù)載電阻之間增加了一個(gè)DC-DC功率變換電路，通常采用Boost電路。通過(guò)適當(dāng)?shù)目刂艬oost電路中開關(guān)管的通斷，將整流器的輸入電流校正成為與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波，消除諧波 和無(wú)功電流，將電網(wǎng)功率因數(shù)提高到近似為1。其電路原理圖如圖3所示。 假定開關(guān)頻率足高，保證電感L的電流連續(xù)；輸出電容C足夠大，輸出電壓4可認(rèn)為是恒定直流電壓。電網(wǎng)電壓u為理想正弦，即UiUmsint,

13、則不可控整流橋的輸出電壓心為正弦半波，Ud|Ui|Um|sint|0 當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)，對(duì)電感充電，電感電流k增加，電容C向負(fù)載放電; 當(dāng)Q關(guān)斷，二極管D導(dǎo)通時(shí)，電感兩端電壓uL反向，5和山對(duì)電容充電，電感電流iL減小。電感電流滿足下式： diLUm|sint|,tkttkton. .、 LUL(4) dtUm|sint|Uo,tktonttkTs 通過(guò)控制Q的通斷，即調(diào)節(jié)占空比D,可以控制電感電流兀。若能控制iL近似為正弦半波電流，且與“同相位，則整流橋交流側(cè)電流ii也近似為正弦電流，且與電網(wǎng)電壓Ui同相位，即可達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。為此需要引入閉環(huán)控制。 控制器必須實(shí)現(xiàn)以下兩個(gè)要求：一是

14、實(shí)現(xiàn)輸出直流電壓Uo的調(diào)節(jié)，使其達(dá)到給定值，而是保證網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且功率因數(shù)為1。即在穩(wěn)定輸出電壓uo的情況下，使電感電流iL與Ud波形相同。采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的單相APFC閉環(huán)控制原理如圖4所示。 ui L D 圖4APFC控制框圖 .,一*. 電壓外環(huán)的任務(wù)是得到可以實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)的電感電流指令值iL。給定輸出電 ,.*.一.、,、 壓Uo減去測(cè)量到的實(shí)際輸出電壓Uo的差值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后輸出電感電流的幅值指令I(lǐng)L。測(cè)量到的整流橋出口電壓山除以其幅值Um后，可以得到表小Ud波形的量Ud,Ud為幅值為1的正弦半波，相包與Ud相同。IL與Ud相乘，便可以得到電感電流的指令值iL。iL為與U

15、d同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓Uo的大小。 電流內(nèi)環(huán)的任務(wù)是通過(guò)控制開關(guān)管Q的通斷，使實(shí)際的電感電流iL跟蹤其指令值iL。本文米用置換電流控制方法。根據(jù)電感電流的公式，當(dāng)Q導(dǎo)通時(shí)電感電流增大，而當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)電感電流減小。令iL減去iL,若差值iL大于規(guī)定的上限 iLmax,則令Q導(dǎo)通，以增大h；若差值1小于規(guī)定的下限Lin（所0）,則令Q關(guān)斷，以減小八。通過(guò)滯環(huán)控制，可以保證實(shí)際的電感電流1在其指令值*.- iL附近波動(dòng)，波動(dòng)的大小與浦環(huán)范度有關(guān)，即與設(shè)止的kmax和Lmin有關(guān)。 5單相有源功率因數(shù)校正電路仿真 5.1建立仿真模型 在Matlab/Simulink中建立采用Boo

16、st電路的單相有源功率因數(shù)校正電路的仿真模型， 如圖4所示。 Mosfet和Diode模塊來(lái)自SimPowerSystemPower 日ectronics模型庫(kù)中。 直流電壓指令值為400V,采用SimulinkSources模型庫(kù)中 的costant實(shí)現(xiàn)。 “PIDController模塊在SimulinkExtrasAdditionalLiner模型庫(kù)中,參數(shù)設(shè)置如圖5所示。 滯環(huán)比較器采用SimulinkDiscontinuities模型庫(kù)中的“Rela,模塊。滯環(huán)寬度設(shè)為-1,1,即Relay中的Switchonpoint為1,Switchoffpoint為-1。參數(shù)設(shè)置如圖7所示。圖

17、5的仿真模型中 PIDC9rilcellvc Hugbl加kCUfitlliUUkCUfitlliUUl.Jl.J必露F3皿12011201xlfCElUtfiCElUtfi皿J必氐小工訃出f*lf*l 33errerTiallrejetaridsigTiiltraclfirig.TOTtinethePIT73inFotcriafically1 - -tjnrtjnrbusbust tariari4 4工上鏟1 1匚二4 4Zii.luZii.lu- -LkLk口!口!titi- -5inj5i3111111;03111111;00202S S%u.um3%u.um3.由IuIu Integr

18、al(I);EF1 1世|I Tnitielconditions 5口皿二工11nR-mU Ittrf：iratSJ0 Iwterrit.1Testt:an& 圖6PID模塊參數(shù)設(shè)置 RelrayChnpuTrhespecifiedonpormtfvaluetyconparihgtheinputTotheapecifLeithregholds.Th 電on/KfstateofmreaysnntsffertedbyinputbtrwBsnithsijppeTMidL&vsrlimits. IhTn|5-gr0aLAis-rLbwiEM|Switchar.poiivt; D Swi

19、tchalfponut:-1Cutpitwt.eiian：TOutputviewoff：rJEnable：scrcro*5ingdetcrticn.Swipletinf(-LfDE1inherited):-J 圖7Relay模塊參數(shù)設(shè)置 輸入電壓有效值為220V,頻率50Hz;輸出直流電壓指令uo為400V;電感L=6mH;電容C=320uF;負(fù)載電阻R=160; 在二極管整流橋中，RS1e5,CS1e6F,%1e3,L。0,Vf0； 開關(guān)管Q采用MOSFET已0.001,Lon0,R0.01,Vf0,Ic0, Rs1e5,CSinf；Boost電路中二極管參數(shù)，Q0.001,Lon0M0.8

20、V, Ic0,R500,Cs250e9F。 css 5.2仿真結(jié)果分析 利用powergui將仿真設(shè)置為離散模型，Ts=1e-6。將仿真參數(shù)的Starttime設(shè)置為0,stoptime設(shè)置為0.5。其他為默認(rèn)參數(shù)。啟動(dòng)仿真程序進(jìn)行仿真。 直流電壓波形如圖8所示。直流電壓的平均值為400.1V。如圖9所示，基本滿足控制器實(shí)現(xiàn)輸出直流電壓Uo調(diào)節(jié)的要求。從圖7中可以看出，直流側(cè)電壓值隨時(shí)間波動(dòng)，對(duì)其進(jìn)行FFT分析，如圖10和圖11所示，克制直流電壓波動(dòng)周期為0.01ms,頻率為工頻的兩倍。 圖8直流電壓波形 U。 4UU*MeanMean* * (linear) 圖9直流電壓平均值 這是由單相電

21、路的瞬時(shí)功率波動(dòng)引起的。 記錄Ud與iL波形、Ui與ii波形分別如圖12和圖13示，兩圖中的右上角圖形皆為局部波形放大圖。 從圖12中可以看出電流和電壓是同相位的，即功率因數(shù)基本為1。也可以從圖10中Fourier模塊的相角得出電流與電壓同相位。 從圖14穩(wěn)態(tài)值的相角可以看出電流和電壓基本同相位。這滿足控制器實(shí)現(xiàn)網(wǎng)測(cè)電流正弦化，且功率因數(shù)為1的要求，從而達(dá)到了APFC的目的。 交流側(cè)THD及基波功率的計(jì)算如圖15。ij的THDj=0.1379,P=1063,Q =-19.82 FFTwindow5131tme sr|o.4Nunbersfcycles:LLmarieintajr&ciu

22、srcif(M2):1OT -FFTsectngspl*yttyl*:Bar(relatr/eIDfundanental)Daacvflifjc:心FrequencjALXHrtz Mcixriumcy(Hij. 1DG0 liiiaijiiiaiLiiiiiiiiaiiiiian EispayiCtose 圖10FFT分析參數(shù)設(shè)置對(duì)話框及分析結(jié)果 TotalHaxmaniaDistortion(THD)=2.T* MaxxnziiEharmonicfrequency usedfOTTHDcalcv.lation=99300.00Hz1992thhaTmonic) 0 0 HE (DC)(DC

23、) 299S.O1299S.O1 90.90.0 0 100100 (Fnd(Fnd) )：IQC.OOiIQC.OOi 184.0184.0 200200 HE 3)3) 2 2. .0 0省5Q.75Q.7 3C0 HE g)g) 5.33%5.33% - -30.230.2 400400 HzHz (M) 0.05%0.05% 242242- -1 1 500500 HzHz 3)3) C.C.0505 - -7979- -4 4 SOOSOO HzHz 0.0%0.0%： 21E21E- -5 5 700700 豆石 出出o.cmo.cm 237,5237,5 800 三二 (hS)(

24、hS) C C. .。3 3十 215,4215,4 9 9HE (H9)(H9) 0.0%0.0% 153153 4 4 圖11FFT分析結(jié)果410 Signaltoanalyze i&ua/siqnji*Di&piavFF惘曲 FFTwndow1cf30c/tlesofselectedsionol 400 04J4X110JO?040304U4DiJhC40EJ4/J 如弓I40Er Iime(s) A/aishesignals SirxctLr bLDfcJala -requancyIHH) (-mLcDEEWNLIL0 350 -500 Ud,iL 300 250 20

25、0 150 100 50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 time(s) 圖12Ud與iL波形 400 300 200 100 0 -100 -200 -300 -400 ui,ii ui,ii 0 0.1 0.20.30.40.5 0.6 time(s) 圖13Ui與ii波形 可計(jì)算出總的功率因數(shù) 0.5后進(jìn)行仿真。對(duì)比兩種滯環(huán)寬度下的交流側(cè)電流, 經(jīng)放大后可以看出電流紋波更小了。如圖 圖16滯環(huán)寬度改變后i,波形 功率因數(shù)計(jì)算: THDi0.08199,P=1066,Q=-22.15則由以下公式 1 THDi2 _1 0.13792 0.9906 DPF cos 106

26、3 ,P2Q2 ,1063219.822 0.9998 vcos1 0.99041 (6) 將滯環(huán)寬度改為卜0.5 16所示。 x10 11 v.0.9967(7) 1THD：10.081992 DPFcos1_P_1066)0.9998(8) .P2Q2.106622.15 vcos10.9965(9) 可見，滯環(huán)寬度為-0.50.5后，功率因數(shù)提高了，更接近于1.這是因?yàn)闇h(huán)寬度變小后，就意味著流過(guò)電感的電流在其指令值附近的波動(dòng)的范圍更小了，這樣就使諧波電流得到了抑制。THDi值變小，導(dǎo)致v值增大，從而使功率因數(shù)增大。功率因數(shù)的提高和交流側(cè)的諧波減小，對(duì)于交流電網(wǎng)來(lái)說(shuō)能使干擾變小。 圖17滯環(huán)寬度為卜0.50.