一種基于三相有源濾波器的整流器拓撲結(jié)構(gòu)

1、1. 本課題得到2003年高等學(xué)校博士學(xué)科點專項科研基金（編號：20030248043）的資助。-1-一種基于三相有源濾波器的整流器拓撲結(jié)構(gòu)韓楊，M. M. Khan，姚鋼，周荔丹，陳陳上海交通大學(xué)電氣工程系，上海（200030）E-mail ：摘 要：本文提出一種新型的基于三相有源濾波器的整流器拓撲結(jié)構(gòu)，該拓撲結(jié)構(gòu)用于提供整流器非線性負載的諧波和無功補償。與傳統(tǒng)的并聯(lián)有源濾波器相比，該拓撲結(jié)構(gòu)的有源濾波器在數(shù)字控制延遲下，任有很好的穩(wěn)定裕度，它能有效的抑制數(shù)字控制固有延遲引起的負荷與系統(tǒng)間阻抗振蕩，能與無源濾波器并聯(lián)運行，降低有源部分容量，從而減小損耗和降低裝置成本，可以采用簡單的控制方法實

2、現(xiàn)諧波和無功功率的綜合補償。為非線性負荷電能質(zhì)量治理提供了新的解決方案。通過理論分析和基于PSCAD/EMTDC的數(shù)字仿真證實了該拓撲結(jié)構(gòu)的有效性。 關(guān)鍵詞：有源濾波器（APF ），諧波污染，PWM 控制，功率因數(shù)矯正（PFC ）1. 引言隨著電力電子裝置及非線性、沖擊性設(shè)備在電力系統(tǒng)的廣泛應(yīng)用，諧波污染與治理越來越受重視。而有源電力濾波器作為一種能動態(tài)補償諧波的電力電子裝置更是廣受關(guān)注，并出現(xiàn)了眾多的電路拓撲結(jié)構(gòu)和控制方案。為了治理諧波污染，國際上出臺了IEEE-519諧波標(biāo)準(zhǔn)，尤其針對大型的工業(yè)負荷1-3 。為了抑制供電系統(tǒng)諧波，文獻4提出采用無源濾波器治理諧波電流。然而，無源濾波器可能與

3、電網(wǎng)阻抗發(fā)生串并聯(lián)諧振，為解決諧振問題，往往將無源濾波器的諧振頻率調(diào)諧到適當(dāng)偏離系統(tǒng)諧波電流的主要諧振頻率。然而，這種方法嚴(yán)重影響無源濾波器的濾波效果。此外，系統(tǒng)的諧波電壓會向無源濾波器組疊加額外的諧波電流。近年來，功率因數(shù)矯正電路（PFC ）被大量應(yīng)用于三相非線性負載的供電，這種開關(guān)模式的整流器能使電網(wǎng)側(cè)電流接近正弦波形。然而，在用戶電力和工業(yè)驅(qū)動領(lǐng)域中，PFC 電路與橋式整流電路相比成本高，影響了它的廣泛應(yīng)用5。文獻6提出VIENNA 整流器，它采用三個簡化的單相PFC 電路，連接到共同的中間母線，減小了功率開關(guān)兩側(cè)的電壓，然而，在穩(wěn)態(tài)情況下，交流側(cè)電流諧波畸變大，并且在輸出功率減少時，交

4、流側(cè)諧波畸變迅速增加7。文獻89將瞬時無功功率理論（IRP ）用于有源濾波器的設(shè)計，文獻1011討論了串、并聯(lián)的有源濾波器，然而，單獨使用這種結(jié)構(gòu)的有源濾波存在成本高、難于大規(guī)模應(yīng)用的問題。此外，文獻1213指出，非線性負載與電網(wǎng)阻抗的諧振可能導(dǎo)致有源濾波器裝置運行不穩(wěn)定，這同樣影響有源濾波器的工業(yè)應(yīng)用。串連有源濾波器能改善電網(wǎng)側(cè)電流波形，但使得負載側(cè)電壓波形發(fā)生畸變。文獻1415提出混合有源濾波器，這種結(jié)構(gòu)采用LC 濾波器與低功率等級的電壓源逆變器混合運行，然而系統(tǒng)阻抗和負載同樣可能存在諧振。文獻16分析了有源濾波器的功率等級與其電路參數(shù)的關(guān)系，指出了不同結(jié)構(gòu)有源濾波器的成本與功率等級的關(guān)系

5、?？紤]到上述因素，有源濾波器的工業(yè)應(yīng)用受到高成本的約束。本文針對傳統(tǒng)并聯(lián)有源濾波器控制器帶寬大，且在控制系統(tǒng)存在延時情況下，系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定的現(xiàn)象，從改變APF 輸出低通濾波器（LPF ）濾波電感的結(jié)構(gòu)出發(fā)，提出一種新型并聯(lián)混合有源電力濾波器拓撲。新拓撲APF 減小了控制器帶寬，增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。它能有效的抑制數(shù)字控制固有延遲引起的負荷與系統(tǒng)間阻抗振蕩，能與無源濾波器并聯(lián)運行，降低有源部分容量，從而減小損耗和降低裝置成本，為非線性負荷電能質(zhì)量治理提供了新的解決方案。這種新的拓撲結(jié)構(gòu)既適用于單相系統(tǒng)，又適用于三相系統(tǒng)，本文主要分析三相系統(tǒng)。理論分析和數(shù)字仿真證實了該拓撲結(jié)構(gòu)的可行性。2.

6、系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu) 圖1 系統(tǒng)主電路拓撲Fig 1.Circuit diagram of the proposed APF Topology如圖1所示，電流k IS , k IF , k IL , k IR ( 分別表示電網(wǎng)側(cè)電流、電壓源逆變器電流、負載側(cè)電流和整流器交流側(cè)電流。當(dāng)降壓變壓器有足夠大漏感時，系統(tǒng)側(cè)電感L , , k a b c =1 可以設(shè)計的很小或者忽略。無源濾波器組（Passive Filter）調(diào)諧到5，7次諧波，用于衰減整流器交流側(cè)的主要次諧波頻率。通過對電壓源逆變器（VSI ）的控制，使得系統(tǒng)側(cè)電流k IS ( 為基波正弦，而負載諧波電流通過無源濾波器衰減，高次諧波通過V

7、SI 補償。如果不進行功率因數(shù)補償，則電網(wǎng)側(cè)電流和負載電流基波分量相同。由于無源濾波器補償?shù)痛沃C波，由VSI 提供的補償電流遠小于負載電流，若合理的設(shè)計無源濾波器，使得它補償基波無功功率，那么電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1。, , k a b c =3. 諧波容量與系統(tǒng)穩(wěn)定性分析A. 濾波器容量分析如前文所述，通過逆變器（VSI ）的控制，可以實現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)電壓電流同相位，所以L1諧波阻抗為零。設(shè)VSI 等效阻抗為in R ，考慮三相平衡系統(tǒng)不包含三次諧波，可以得出單相等效電路如圖二所示。通過加入無源濾波器（本文僅考慮五次諧波無源濾波器），可以在不影響裝置穩(wěn)定性的前提下降低VSI 的容量，從而降低功率器件的損

8、耗，降低成本。 圖2 單相等效電路諧波容量分析Fig.2 Equivalent single phase diagram for harmonicpower rating analysis對于MOSFET 器件，其導(dǎo)通損耗源于等效電阻，可以電流有效值計算。對于全控型器件，如IGBT 或GTO ，其導(dǎo)通損耗源于電壓降落，往往通過平均電流來度量16。設(shè)in R 為VSI 的等效電阻，i 為第i 次諧波頻率，(5,7i =K ，令阻抗2i in in i z R L =+，i out z為無源濾波器部分第i 次諧波阻抗，則5555555500025555050(1 (1 1(i i i i i ou

9、t i i C R L C R L C j C R R C z CL C j C R R +=+ (1對于負載第i 次諧波電流，逆變器（VSI ）支路的電流為i i out afhr iiin outz iI I z z =+ (2通過功率開關(guān)的控制，使得電網(wǎng)側(cè)電流為基波正弦，當(dāng)忽略逆變器輸出的開關(guān)紋波時，VSI 兩端的電壓為基波分量，可以表示為102af 1012V ( outac outj L z V j L L z +=+ (3所以，逆變器的諧波容量可以近似表示為i af afafiS V I= (4設(shè)負載基波電流為f I ，則負載功率可以近似為(i load ac aff iS V I

10、I = +(5所以，逆變器容量占負載容量的比例為1021012( (i af af outi i loadoutaf fiI S j L z S j L L z I I+=+ (6通過PSCAD/EMTDC仿真分析發(fā)現(xiàn)，對于三相二極管整流器帶額定負載，整流器交流側(cè)諧波畸變?yōu)?8.5，電壓源逆變器（VSI ）注入的主要諧波為7次、9次。如果忽略逆變器等效電阻，則其容量僅為負載容量的5.85%?？紤]到暫態(tài)響應(yīng)時，VSI 需要提供足夠的功率緩沖，裝置容量應(yīng)該相應(yīng)增大，在工程應(yīng)用中，這是通過提高逆變器直流側(cè)電容耐壓實現(xiàn)的。B. 裝置穩(wěn)定性分析如圖三所示，通常并聯(lián)有源濾波器利用輸出電感（La ）消除功率

11、器件的開關(guān)紋波，但電感La 不利于裝置穩(wěn)定運行。由于有源濾波器電流環(huán)需要快速控制來實現(xiàn)諧波的瞬時補償，文獻12 13指出，在數(shù)字控制系統(tǒng)（如DSP ）固有延遲情況下，有源濾波器很容易無法及時補償負載諧波電流，并且裝置失去穩(wěn)定。本文提出的拓撲結(jié)構(gòu)避免使用輸出濾波器La ，通過適當(dāng)?shù)脑O(shè)計逆變器輸出共同連接點兩端的電抗L1和L2，裝置能有更好的穩(wěn)定裕度。 圖3 普通有源濾波器拓撲結(jié)構(gòu)Fig 3.Conventional APF topologies (1 (2 圖4 本文提出的APF 拓撲結(jié)構(gòu) Fig.4 Proposed APF topology 圖5 單相等效電路Fig.5 Single pha

12、se diagram of the proposed APF 圖6 開環(huán)等效電路Fig.6 Open loop equivalent circuit of the proposed APF單相等效電路如圖5所示，圖6為對應(yīng)于圖三、圖四拓撲結(jié)構(gòu)的開環(huán)等效電路，其中對于圖三(1，有2L =0，圖三(2，有a L =0。如圖6所示，設(shè)為逆變器輸入信號， in U (1sT +為控制延遲的一階近似，則1af in V U sT =+，逆變器控制輸入到電網(wǎng)側(cè)電流開環(huán)傳遞函數(shù)為(212112( 1s L ina L L I s sL Z G s U sL sL Z Z Z sL Z sT +=+ (7從負

13、載電流擾動到電網(wǎng)側(cè)電流傳遞函數(shù)為(22112( ( s L in a din a L I s Z R sL G s L I R sL sL Z Z Z sL Z +=+ (8其中 11S Z sL Z =+ 若 in R <<1, 則(s I s 可近似為(12d L ins L I Z R I s Z sL Z + (9 如圖7(a為考慮數(shù)字控制延遲情況下的頻率響應(yīng)曲線，曲線(1(2分別表示兩種普通拓撲APF 的控制輸入到電網(wǎng)電流的開環(huán)傳遞函數(shù)的頻率響應(yīng)，曲線(3表示本文提出新拓撲APF 的頻率響應(yīng)?？梢钥闯觯c兩種普通的APF 結(jié)構(gòu)相比，本文提出的拓撲結(jié)構(gòu)有更好的穩(wěn)定裕度。圖七

14、(b為的頻率響應(yīng)，可以看出，曲線(3中，負載擾動到電網(wǎng)電流呈現(xiàn)典型的低通濾波器的特性，而普通的兩種APF 拓撲結(jié)構(gòu)則對高次諧波衰減很小。由圖七可以看出，本文提出的APF 結(jié)構(gòu)對于負載諧波電流能自然的衰減，并且在數(shù)字控制延遲情況下也能獲得足夠的穩(wěn)定裕度。1( G s 2( G s圖7 兩種普通拓撲APF 和本文提出新拓撲APF 的波特圖Fig.7 Bode plots of two conventional topologies and theproposed topology系統(tǒng)控制算法如圖八所示，電壓源逆變器（VSI ）輸出線電壓為122331( , ( , ( iab dc ibc dc

15、ica dcu f f V u f f V u f f V =(10其中 1f , 2f , 3f 為每相的開關(guān)函數(shù), 用相電壓表示12, , ia dc ib dc ic dc u hV u h V u h V =3(11其中1232133121232( 2( 2(, , 333f f f f f f f f f h h h += (12圖8 控制算法框圖Fig.8 Diagram with control system for the proposed APF系統(tǒng)狀態(tài)方程為121221011011220sa a a sa sb ab sb dc dis dc di 11R u h dt L

16、 L L i di R u h i dt L L L V h h h h I dV C C C dt =+ (13其中dis I 表示負載側(cè)擾動電流，考慮對稱三相電路，對式(13兩端乘以式(14，則系統(tǒng)模型可以簡化為(15 2cos cos( cos(332sin sin(sin(3abc dq t t t C t t t 223+=+(14111110sd a d sd sq q q asq dc q dc ddi 1d dis R h dt u L L i di h u R i dt L L L V h dV h C dt CC L I =+q (15通常有源濾波器的控制回路包含電壓外環(huán)和

17、電流內(nèi)環(huán)，電壓外環(huán)用于調(diào)節(jié)逆變器直流側(cè)電容電壓，使得穩(wěn)態(tài)時直流側(cè)電壓保持恒定。為了實現(xiàn)對諧波電流的快速跟蹤，往往采用快速的電流內(nèi)環(huán)。式(15的狀態(tài)方程可以解耦為1d d d dc s f u h V Li =+ , 1q q q dc sq f u hV Li =(16所以系統(tǒng)狀態(tài)方程為1111100100asd sd d sq q sq a R di i f L L dt i f di R L L dt =+ (17q q dc d d dis sd sq dc dc u f dV u f Ii i dt CV CV C=+ (18通過上面解耦方程，可以在同步坐標(biāo)系統(tǒng)分別控制sd i 和sq

18、 i ，通過PI 控制器能實現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦控制。電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為211(/( ( ( /sq pi p sd sq sd a p i I s k s k k I s 1I s I s L s R k s L k L +=+ (19為了實現(xiàn)最好動態(tài)響應(yīng)，令阻尼系 數(shù)=，因此電流環(huán)PI 參數(shù)可以設(shè)計為17212, p n a i k L R k L 5. 仿真結(jié)果本文采用電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC進行數(shù)字仿真，系統(tǒng)參數(shù)為：L1500H ,L2 1000H ，逆變器直流側(cè)電容為6800uF ，B 、C 相參數(shù)與A 相相同。采用截止頻率為2Hz 的Butterworth

19、低通濾波器在同步坐標(biāo)系統(tǒng)中獲取負載諧波電流的基波分量?？紤]額定負載為3.8ohm ，濾波電容為10000uF ，圖9、圖10僅給出A 相波形，其中圖9沒有采用負載電流前饋補償，圖10采用負載電流前饋補償，B 、C 相與A 相類似。 (a Source voltage Va, Source current Ia (bInverter current IFa, Source current Ia and Rectifiercurrent Ira圖9 未采用負載電流前饋補償、額定負載時仿真波形 Fig.9 waveforms at 100% load without feed forwardcomp

20、ensation1n= (20 提出了一種新型的有源濾波器拓撲結(jié)構(gòu)， 它適用于整流器非線性負載的諧波治理。 這種 新型APF結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的拓撲結(jié)構(gòu)的APF相比有 更大的穩(wěn)定裕度。它能減小控制器帶寬，改善 控制系統(tǒng)穩(wěn)定裕度。 抑制負荷與系統(tǒng)的阻抗諧 振，在控制延遲情況下仍有很好的穩(wěn)定性。通 (aSource voltage Va, Source current Ia 過合理設(shè)計無源濾波器參數(shù)， 有源部分在穩(wěn)態(tài) 時只提供小部分諧波容量， 能減小有源部分損 耗、降低成本。通過合理的設(shè)計無源濾波器的 參數(shù)和采用負載電流前饋控制， 該拓撲結(jié)構(gòu)的 APF能實現(xiàn)整流器負載的諧波與無功綜合補 償。 采用更優(yōu)越的

21、控制算法將是以后進一步研 究的課題。 (bInverter current IFa, Source current Ia and Rectifier current Ira 圖10 采用負載電流前饋補償、額定負載時仿真波形 Fig.10 Waveforms at 100% load with feed forward compensation 參考文獻 1 T. Kawabata and Y. Komatsu, “Characteristics of three phase active power filter using extension pq theory,” in IEEE ISIE

22、97, pp.302307, 1997. 2 B. Singh, K. Al-Haddad, and A. Chandra, “A new control approach to three-phase active power filter for harmonics and reactive power compensation,” IEEE Trans. Power Syst., vol. 13, no. 1, pp. 133138, 1998. 3 Woo-Cheol Lee, Taeck-Kie Lee, and Dong-Seok Hyun, “A Three-Phase Para

23、llel Active Power Filter Operating With PCC Voltage Compensation With Consideration for an Unbalanced Load”.IEEE Trans. Power Electronics, VOL. 17, NO. 5, SEPTEMBER 2002 4 L. A. Mohan, J. W. Dixon, and R. R. Wallace, “A three-phase active power filter operating with fixed switching frequency for rea

24、ctive power and current harmonic compensation,” IEEE Trans. Indust. Electron., vol. 42, pp. 402408, Aug. 1995. 5 M. S. Dawande, V. R. Kanetkar, and G. K. Dubey, “Three-phase switch mode rectifier with hysteresis current control,” IEEE Trans. Power Electron.,vol. 11, no. 3, pp. 466471, May 1996. 6 Pe

25、ter Mantovanelli Barbosa. “Three-Phase Power Factor Correction Circuits for Low-Cost Distributed Power Systems” Doctoral dissertation. Virginia polytechnic institute and state university, July 31,2002 7 E. Mehl and I. Barbi, “An Improved High-Power Factor and Low-Cost Three-Phase Rectifier,” in IEEE

26、 Transactions on Industrial Applications, Vol. 33, No. 2, March/April 1997, pp. 485-492. 8 H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, “Instantaneous reactive power compensators comprising switching devices without energy storage components,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. IA-20, pp. 625630, -6- 圖9可以看出，電網(wǎng)向負載

27、提供有功和一 定的無功功率，當(dāng)加入無源濾波器時，電壓源 逆變器提供的補償電流可以進一步減小， 本文 仿真結(jié)果表明，逆變器容量僅為負載容量的5 左右。這種控制方法的缺點是，對快速變換 的非線性負載補償效果不佳。 為了快速的跟蹤 負載諧波，采用負載諧波前饋控制，仿真結(jié)果 如圖10所示， 如果通過優(yōu)化設(shè)計五次諧波濾波 器的參數(shù)，該功率因數(shù)可以為1。 圖10表明，在額定負載下，電網(wǎng)側(cè)功率因 數(shù)為0.9916 ，仿真分析還發(fā)現(xiàn)，當(dāng)負載為150 額定容量時， 功率因數(shù)為0.958， 當(dāng)30額定 容量負載時，功率因數(shù)為0.925。在輕載時，功 率因數(shù)偏低，并且電網(wǎng)側(cè)電流諧波總畸變率 (THD更高。采用負載電

28、流前饋控制后，逆變 器補償電流更小，約為8A，而圖9中逆變器補 償電流最大值為18A。 6. 結(jié)論 May/June 1984. 9 F. Z. Peng and J. S. Lai, “Generalized instantaneous reactive power theory for three-phase power system,” IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. 45, no. 1, pp. 293297, Feb. 1996. 10 Nassar Mendalek and Kamal AI-Haddad. “Modeling and Nonlin

29、ear Control of Shunt Active Power Filter in the Synchronous Reference Frame”, Ninth International Conference on Harmonics and Quality of Power, Vol. 1,pp. 30 35, 2000 11 H. Fujita and H. Akagi, “Apractical approach to harmonic compensation in power system, series connection of passive and active fil

30、ters,” IEEE Trans. Ind. Appl., pp. 10201025, 1991. 12 H. Akagi: "Control Strategy and Site Selection of a Shunt Active Filter for Damping of Harmonic Propagation in Power Distribution Systems". IEEE Trans on Power Delivery, vol.12, no.1, pp. 354-362, 1997. 13 H. Akagi: "A Shunt Active

31、 Filter based on Voltage Detection for Harmonic Damping throughout a Power Distribution Systems". EPE'97 Conf. Proc., vol.1, pp. 1.440-1.446, 1997. 14 J. Dixon, J. Espinoza, L. Moran, and D. Rivas, “A simple control scheme for hybrid active power filter,” in IEEE PESC, pp. 991996, 2000. 15

32、M. Rastogi, N. Mohan, and A. A. Edris, “Hybrid-active filtering of harmonic currents in power systems,” IEEE Trans. Power Delivery, vol. 10, no. 4, pp. 19942000, 1995. 16 T.C. Green and J.H. Marks. “Ratings of Active Power Filter”. IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 150, No. 5, September 2003 17 P.Verdelho and G.D.Marques. “An Active Power Filter and Unbalanced Current Compensator,” IEEE Trans. Power Electronics. Vol.44, no.3, pp 321-328, 1997 A Novel Three Phase Active Power Filter Based Rectifier Topology Han Yan