峰值電流模式控制總結(jié)

1、峰值電流模式控制總結(jié)峰值電流模式控制總結(jié)PWM （Peak Current-mode Control PWM） 峰值電流模式控制簡(jiǎn)稱電流模式控制。它的概念在 60 年代后期來(lái)源于具有原邊電流 保護(hù)功能的單端自激式反激開(kāi)關(guān)電源。在 70 年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入地建模研究 。直 至80年代初期，第一批電流模式控制 PWM!成電路（UC3842 UC3846的出現(xiàn)使得電流 模式控制迅速推廣應(yīng)用，主要用于單端及推挽電路。近年來(lái)，由于大占空比時(shí)所必需的同 步不失真斜坡補(bǔ)償技術(shù)實(shí)現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的 電壓模式控制的挑戰(zhàn)。如圖 1所示，誤差電壓信號(hào) Ue送至PWM匕較器

2、后，并不是象電壓 模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個(gè)變化的其峰值代表輸 出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號(hào)US比較，然后得到PW詠沖關(guān)斷時(shí)刻。因此（峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWh脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制PWR脈沖寬度。圖1采用斜坡補(bǔ)償?shù)腂UCK電流型控制1.峰值電流模式控制 PWM勺優(yōu)點(diǎn)： 暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快；峰值電 流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速按照逐 個(gè)脈沖工作的。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓

3、外環(huán)控制此功率級(jí)電流源。在 該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲(chǔ)能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWh具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。 雖然電源的LC濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，只有當(dāng)誤差電 壓發(fā)生變化時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進(jìn)而 決定功率開(kāi)關(guān)的占空比。因此，可看作是一個(gè)電流源，電感電流與負(fù)載電流之間有了一定 的約束關(guān)系，使電感電流不再是獨(dú)立變量，整個(gè)反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號(hào) 電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡(jiǎn)化，穩(wěn)定度得 以提高并且改

4、善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。在小信號(hào)分析時(shí)，這種電路可以忽略 電感的存在。因此，在整流器的輸出端，增益和相移是由并聯(lián)的輸出電容和負(fù)載電阻確定 的。這樣，電路最多只有 900 相移和 20 分貝 / 十倍頻而非 40 分貝 / 十倍頻的增益衰減。 輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相妣美； 簡(jiǎn)單自動(dòng)的磁通平衡功能； 瞬時(shí)峰值電流限流功能 ，即內(nèi)在固有的逐個(gè)脈沖限流功能； 自動(dòng)均流并聯(lián)功能2 峰值電流型控制存在的問(wèn)題下面主要討論峰值電流型控制存在的問(wèn)題及利用斜坡補(bǔ)償克服所存在問(wèn)題的方法，并 給出斜坡補(bǔ)償?shù)膶?shí)施方案。2.1 開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定性在不考慮外環(huán)電壓環(huán)的情況下，當(dāng)恒頻電流型變換

5、器的占空比大于50時(shí)，就存在內(nèi)環(huán)電流環(huán)工作不穩(wěn)定的問(wèn)題。然而有些變換器(如雙管正激變換器)它本身工作的脈沖占 空比就不能大于 50，因此不存在問(wèn)題。而有些變換器的脈沖占空比不大于50時(shí)，它的輸入將會(huì)受到許多限制，如果在內(nèi)環(huán)加一個(gè)斜坡補(bǔ)償信號(hào)，則變換器可以在任何脈沖占 空比情況下正常工作。下面介紹斜坡補(bǔ)償工作原理。圖2表示了由誤差電壓 Ve控制的電流型變換器的波形，通過(guò)一個(gè)攏動(dòng)電流【加至電感電流 IL ，當(dāng)占空比但當(dāng)占空比>0.5時(shí)，這個(gè)攏動(dòng)將隨時(shí)間增加而增加，如圖2(b)所示。這可用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示：A 11= - A IO(m2/m1)(1)進(jìn)一步可引入斜率為 m的斜坡信號(hào)，如圖2 (c

6、)所示。這個(gè)斜坡電壓既可加至電流波 形上，也可以從誤差電壓中減去。圖 2 電流型變換器的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定性(a) D0.5 (c)D>0.5 并加斜坡補(bǔ)償圖3 局部放大圖由幾何關(guān)系可知?i0=ac+ce=-ab ?m+ab?m1?i1=bf-bd=-ab ?m2+ab?m式中:m為補(bǔ)償信號(hào)上升斜率；m1為電感檢測(cè)電流上升率；m2為電感檢測(cè)電流下降率。所以，經(jīng)過(guò)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 后 ， 輸 出 電 感 中 電 流 的 變 化A I1= AI0( m-m2) /(m1-m)( 2)要系統(tǒng)穩(wěn)定，偏移電流量必須趨近于零，即lim= ?in=O n故系統(tǒng)穩(wěn)定的充要條件是m-m2因?yàn)樵诜€(wěn)定條件下D-m1=-(

7、1 - D)m2， 消 去 m1， 整 理 后 ， 峰值電流控制系統(tǒng)穩(wěn)定充要條件為m2D-1> (3) m22D由 式 ( 3) 可 知 ， 當(dāng) 沒(méi) 有 斜 率 補(bǔ) 償 時(shí) ， 即 m=0， 必 須 要 求 占 空比D 0.5 時(shí) 系 統(tǒng) 將 不 穩(wěn) 定 ；在 100占空比下求解這個(gè)方程( 3)有：m>( - 1/2)/m2 (4)為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作，應(yīng)使斜坡補(bǔ)償信號(hào)的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2。對(duì)圖1所示的Buck型變換器，m2等于(VO/L)RS。所以補(bǔ)償波形的幅度 A應(yīng)按下式計(jì) 算：A>T*RS(VO/L) (5)從而保證變換器的占空比大于 50時(shí)變換器

8、能穩(wěn)定工作。在 控 制 工 程 實(shí) 際 中 ， 補(bǔ)償斜率m 般取為m=(0.70.8)m2 ,這樣既保證了系統(tǒng)符合穩(wěn)定 條 件 ， 又 保 證 了 系 統(tǒng) 動(dòng) 態(tài) 指 標(biāo) 。減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時(shí)鐘開(kāi)啟、峰值電流關(guān) 斷的控制方法。因?yàn)榉逯惦娏?(流過(guò)功率開(kāi)關(guān)或電感上 )在實(shí)際電路中容易進(jìn)行采樣，而且 在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，電感電流與輸出平均電流之間存在一定 的誤差，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對(duì)應(yīng)，因?yàn)樵谡伎毡炔煌那闆r下，相同的峰值電感電流可以對(duì)應(yīng)不同的平均電感電流，如圖4所示。而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素

9、。與消除次諧波振蕩的方法類似，利用斜 波補(bǔ)償可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的影響，使得所控制的峰值電感電流最后 收斂于平均電感電流，如圖 5所示。 在數(shù)學(xué)上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少 一半以上斜率加在實(shí)際檢測(cè)電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的 擾動(dòng)作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號(hào)US要有斜坡補(bǔ)償信號(hào)與實(shí)際電感電流信號(hào)兩部分合成構(gòu)成。當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號(hào)的斜率增加 到一定程度，峰值電流模式控制就會(huì)轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。因?yàn)槿魧⑿逼卵a(bǔ)償信號(hào)完全用 振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過(guò)此時(shí)的電流信號(hào)可以認(rèn)為是一種電 流

10、前饋信號(hào)，見(jiàn)圖 1 所示。當(dāng)輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡?壓模式控制。當(dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補(bǔ)償信號(hào)幅值比較大的話，峰值電 流模式控制就實(shí)際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏?。圖 4 不同占空比時(shí)，相同峰值電感電流對(duì)應(yīng)的平均電感電流圖 5 利用斜波補(bǔ)償消除不同占空比對(duì)平均電感電流的影響2.2 次諧波振蕩對(duì)電流型控制而言 , 內(nèi)環(huán)電流環(huán)峰值增益是個(gè)很重要的問(wèn)題，這個(gè)峰值增益在開(kāi)環(huán)頻 率一半的地方，由于調(diào)制器的相移可能在電壓反饋環(huán)開(kāi)關(guān)頻率一半的地方產(chǎn)生振蕩, 這種不穩(wěn)定性叫做次諧波振蕩。2.3 峰值電流檢測(cè)與平均電流檢測(cè)在電流型變換器中由平均電感電流產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓 , 這

11、個(gè)平均電感電流可用一個(gè)電 流源來(lái)代替 ,并可以降低系統(tǒng)的一個(gè)階次。然而如圖 3 所示,峰值電流檢測(cè)方法常使電感的平均電流隨占空比而變，致使輸入一輸出( 正向特性 ) 不理想。如選用圖 4 所示 m=(1/2)m2 的斜坡補(bǔ)償率，可以把峰值電流檢測(cè)轉(zhuǎn)變?yōu)槠骄娏鳈z測(cè)，而得到很好的電流 型控制效果。但需注意 m= (1/2)m2 ，占空比接近 1 時(shí)的次諧波振蕩現(xiàn)象。2.4 小紋波電流從性能的角度總希望紋波電流要小，首先它可以使輸出濾波電容的容量減小，并在輕 載時(shí)的電流連續(xù)工作模式下輸出紋波小。雖然對(duì)電流檢測(cè)電路的小斜坡補(bǔ)償量，在許多情 況下可以得到小的紋波電流，但將由于隨機(jī)和同步噪聲信號(hào)的引入而

12、致使脈沖寬度擺動(dòng)。 并且斜坡補(bǔ)償加到電流波形上將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)更穩(wěn)定的開(kāi)關(guān)點(diǎn)，為達(dá)到這個(gè)目的，相對(duì)于電 感電流這個(gè)補(bǔ)償量 m應(yīng)大于m2并且這對(duì)次諧波穩(wěn)定是有必要的。但任何斜坡補(bǔ)償大于 m=(1/2)m2 將使變換器的特性偏離理想電流型變換器而更像一個(gè)電壓型變換器。2.5 電流型控制不大適合于半橋型開(kāi)關(guān)電源。這是因?yàn)樵诎霕蚴诫娐分?，通過(guò)橋臂2只電容的放電維持變壓器初級(jí)繞組的伏秒平衡；當(dāng)電流型控制通過(guò)改變占空比而糾正伏秒不平衡時(shí)，會(huì)導(dǎo)致這2 只電容放電不平衡，使電容分壓偏離中心點(diǎn)，然而電流型控制在此情況下試圖進(jìn)一步改變占空比，使電容分壓 更加偏離中心點(diǎn)，形成惡性循環(huán)。3 電流型控制的斜波補(bǔ)償實(shí)例3.1

13、 3842 補(bǔ)償實(shí)例美國(guó)UNITROD公司生產(chǎn)的電流型 PWM控制芯片UC1842/43,具有外電路簡(jiǎn)單，成本較 低等優(yōu)點(diǎn)。關(guān)于它的電性能與典型應(yīng)用這里不再贅述，只簡(jiǎn)單介紹一下進(jìn)行斜波補(bǔ)償?shù)姆?法。圖6說(shuō)明了 UC1842/43的2種斜波補(bǔ)償方法：第一種如圖6（a）所示，從斜波端（即腳 4振蕩器輸出端）接一個(gè)電阻 R1至誤差放 大器反相輸入端（腳 2），于是誤差放大器輸出呈斜波狀，再與采樣電流比較。第二種方 法如圖6（b）所示，它從斜波端（腳 4）接一電阻R2至電流采樣比較器正端（腳 3），這時(shí) 將在 Rs 上的感應(yīng)電壓上增加斜波的斜率，再與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較。用這2 種方法，均能有效地改善電源的噪聲特性。（a） 斜波補(bǔ)償加至 2 端 （b） 斜波補(bǔ)償加至 3 端圖6利用UC1824/43的2種斜波補(bǔ)償方法3.2 UC1846 的斜坡補(bǔ)償U(kuò)C1846是一種采用斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏餍图煽刂菩酒?，它具有恒頻PWM!流型控制所需的控制電路和相關(guān)電路。圖 7（a）和圖7 （b）表示采用UC1846實(shí)施斜坡補(bǔ)償?shù)膬煞N電路 原理圖。在第 4腳的電流檢測(cè)信號(hào)和斜坡補(bǔ)償信號(hào)直接相加很容易實(shí)現(xiàn)，但這又在電流檢 測(cè)電路