三相spwm整流課程設計匯總(共20頁)

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上svpwm三相整流課程設計 指導老師_ _ _姓 名 _ _ 學 號 _ _ _ _ 小組成員 班 級 _ 時間：2013 年 3 月11日目錄一實驗原理三相電壓型PWM 整流器的原理圖如圖1 示，圖1中各物理量定義如下：ea、eb、ec 為電網電壓，ia、ib、ic 為交流側各相電流，Udc 代表直流側電壓，ua、ub、uc 為PWM 整流器交流側輸入電壓。根據功率及電壓要求，調節(jié)電容電感等參數，通過閉環(huán)調節(jié)，完成開關的時序控制，最終達到實驗指標要求。圖三相電壓型 整流器主電路拓撲結構二實現過程（1）主電路設計根據實驗要求得主電路matlab仿真圖圖2 主電路mat

2、lab仿真圖 根據圖1，列出PWM整流器的基本方程：式中、為0或1，是三相橋臂的開關函數：S1表示下標所對應的橋臂上管導通，下管關斷；S0表示下標所對應的橋臂下管導通，上管關斷.（2）dq變換電路及解耦算法根據瞬時功率理論，在dq 同步旋轉坐標系下的有功功率P 和無功功率Q 可表示為：當d軸以電網電壓矢量定位時，即eq=0，則上式可以寫為 由式可知，id 和iq 分別與有功功率P 和無功功率Q 呈線性比例關系，調節(jié)id 和iq 就可分別獨立地控制PWM 整流器的有功功率和無功功率，實現有功功率和無功功率的解耦控制。圖3 MATLAB dq坐標變換圖為了獲得良好的控制性能，控制在兩相同步速旋轉d

3、q坐標系中實施。同步速dq軸系中，式（1）變?yōu)椋?（2）由式（2）表示的輸入電流滿足下式： （3）式（3）表明d、q軸電流除受控制量urd、urq的影響外，還受交叉耦合電壓Liq、-Lid擾動和電網電壓usd和usq擾動，因此需要尋找一種解除d、q軸之間電流耦合的控制方法。為此，采用前饋控制進行解耦，當電流調節(jié)器采用調節(jié)器時，的控制方程為 （4）表示的結構如下圖所示圖4三相電壓型 控制原理圖圖5三相電壓型 控制仿真圖將（4）式帶入（3）中，得到 （5）從而實現了解耦控制。由（5式）得到整流器內部結構如下圖所示。圖6三相電壓型 雙閉環(huán)原理圖（3）電流環(huán)控制參數設定由圖6得到電流環(huán)結構 圖7電流環(huán)

4、結構圖為三相橋路的等效增益；1.5為考慮電流環(huán)的采樣延遲和 控制的小慣性特性后得到的時間常數；（）為網側線路的傳遞函數。對于電流內環(huán), 它的主要作用是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進行電流控制, 如實現單位功率因數正弦電流控制, 因此電流調節(jié)器一般采用PI 調節(jié)器。文獻PWM整流器及其控制按典型型系統(tǒng)參數整定關系給出了PI 調節(jié)器參數的設計方法式中: K iP , K iI是電流內環(huán)比例、積分增益; T s 為電流內環(huán)電流采樣周期( 即亦為PWM 開關周期) ;K PWM 為橋路PWM 等效增益,在使用SVPWM時取1。電流環(huán)設計完成后就可以進行電壓外環(huán)的設計。由文獻PWM整流器及其控制 可得三相V

5、SR電壓外環(huán)簡化結構如圖2 所示。圖中K V 、T V 為電壓外環(huán)PI 調節(jié)器參數; 為電壓采樣小慣性時間常數與電流內環(huán)等效小時間常數的合并。圖8 pi調節(jié)器結構圖根據論文3三相電壓型PWM整流器設計方法的研究.pdf得到電壓環(huán)PI調節(jié)器的參數（4） 交流側電感與電容的選擇三相正弦空間矢量調制的電壓型整流器在直流電壓利用率、抑制電機的諧波電流等方面都比正弦脈沖寬度調制的整流器優(yōu)越的多，大部分研究都集中在SVPWM 的控制部分，而對其主電路參數的研究較少。SVPWM 主電路參數包括交流側電壓源、電感、電阻和直流側電容、負載參數等，其中交流側電感和直流側電容參數對于整個系統(tǒng)的工作狀態(tài)都有很重要的作

6、用，直接影響著電路的諧波抑制、功率的雙向流動等，因此有必要對電路的參數進行詳細地分析。電感選擇在VSR 系統(tǒng)設計中，其交流側電感的設計至關重要，這是因為VSR 交流側電感的取值不僅影響電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著VSR 輸出功率、功率因數以及直流電壓，它在整流電路系統(tǒng)中還起著隔離電壓、濾除諧波、傳輸無功功率等作用，可見VSR 交流側電感對VSR 系統(tǒng)的影響和作用是多方面的。3.1 穩(wěn)態(tài)單位功率因數條件下在穩(wěn)態(tài)單位功率因數條件下，PWM 整流器交流側矢量關系（R小很可以忽略）如圖所示。從圖可以看出，直流側和交流側存在這樣的關系：三相VSR 的數學模型包括兩部分，即交流部分和直流部分。這兩部

7、分之間通過脈寬調制建立聯系，交流側電壓由直流電壓調制而來，而直流側輸入電流由交流側電流調制而來。式中：M 為PWM 相電壓最大利用率（與PWM 控制方式相關），這說明PWM 控制方式確定后，一定的直流電壓條件下，即為定值，這樣可以將確定交流側電壓矢量幅值的最大值。已知：可以求出電感L 的取值范圍為：電容選擇直流電容的選擇是三相VSR 功率電路設計中的一個重要環(huán)節(jié)，選擇的是否合適將直接影響系統(tǒng)的特性及安全性。以電容電壓波動量為設計的出發(fā)點，通過分析得出引起電壓波動的原因在于負載變化引起的瞬態(tài)過程中輸入及輸出的功率不平衡。三相VSR 工作有兩種模式，一是由最大功率整流到最大功率逆變突變；二是由最大

8、功率逆變變到最大功率整流。這兩種工作模式最直觀的表現是輸入電流由正最大值變?yōu)樨撟畲笾担ɑ蚍粗?，電流變化量為電流最大值? 倍。而迫使電流產生該變化量的電壓是電感兩端的電壓差。在這個瞬態(tài)過程中，系統(tǒng)控制橋式電路輸出盡可能大的電壓以減小瞬態(tài)過程持續(xù)的時間電源電壓，因此可以認為瞬態(tài)過程最長時間發(fā)生在電源電壓最大并且和橋式電路輸出電壓符號相同時，據此可以估算瞬態(tài)時間為：在瞬態(tài)過程的開始時刻，系統(tǒng)輸入輸出功率偏差最大，為額定功率的2 倍，然后逐漸減小，到瞬態(tài)過程結束時減到0。從平均的角度來講，可近似認為瞬態(tài)過程中平均功率偏差為額定功率。由分析得知，功率偏差引起的能量偏差全部積累在直流電容上，由此引起的

9、電容電壓波動為：便可得到電容的計算表達式為：則可以得出電容的取值范圍為：電感電容的計算方法：由功率守恒關系式：Pdc=3/2(VdId+VqIq)有已知負載參數vdc、Pdc、f、fc可以先推出Id再由Id=Im，Em=電動勢幅值 計算L的大小。再通過已推出的L值推算電容C的范圍。（5）SVPWM實現扇區(qū)判斷根據圖中各扇區(qū)Ur，與Ualfa,Ubeta的關系，判斷如下：當Ubeta>0時，令A=1，否則A=0；當Ualfa-Ubeta>0時，令B=1，否則B=O；當-Ualfa-Ubeta>0時，令C=1，否則C=O。設定三個輔助變量Ur1,Ur2,Ur3，確定當前N=A+2

10、B+4C可以由下面的算法獲得。Ur1=Ubeta(1)Ur2=Ualfa-Ubeta(2)Ur3=-Ualfa-Ubeta(3)N=sign(Ur1)+2sign(Ur2)+4sign(Ur3)(4)確定N值得仿真模型如下圖：圖9 扇區(qū)值獲取仿真模型確定X,Y,Z的值例如：對于（c,b,a）=001對應的空間矢量為U0，8種空間矢量和開關狀態(tài)的關系如圖所示。SVPWM技術的目標是選擇合適的開關狀態(tài)可開關時間來近似一個給定的電壓矢量Uout，給定電壓矢量Uout通過Ualfa、Ubeta給定，下圖給出了給定電壓矢量和兩個基本電壓矢量U0和U60。圖中還給出了U0和U60在兩個軸上的分量。兩個基本

11、矢量的占空比為采用類似的方法，如果Uout在U60和U120兩個電壓矢量之間，則可以得到兩個占空比為現在我們定義三個變量X,Y,Z，由Udc和Ts，Ualfa，Ubeta到X，Y，Z的變換仿真模型如下圖：圖 10 X，Y，Z的變換仿真模型確定T1,T2N值到扇區(qū)號的對應分別是到，不同扇區(qū)對應的T1,T2如下表所示：并且當T1，T2兩時間之和大于開關周期Ts時T1+T2-Ts>0時，確定新的T1，T2，T1=T1Ts/（T1+T2）；T2=T2Ts/（T1+T2）則在不同N值情況下，確定后的T1,T2的仿真模型如下圖所示：圖 11 T1,T2的仿真模型確定矢量的切換點Tcm1，Tcm2，T

12、cm3第一個切換點 Ta=0.25（Ts-T1-T2）第二個切換點 Tb=Ta+0.5Ts第三個切換點 Tc=Tb+0.5T2在不同的扇區(qū)上，abc三相上的IGBT開通切換點的時間由下表格所示：扇區(qū)號tcm1tcm2tcm31tatbtc2tbtatc3tctatb4tctbta5tbtcta6tatctb則三相的切換點的仿真如下設計圖12三相的切換點的仿真模型生成三相脈沖利用tcm1，tcm2，tcm3和等腰直角三角波進行比較，就可以生成對稱空間矢量PWM波形，將PWMl、PWM3、PWM5進行與非運算就可以生成PWM2、PWM4、PWM6。脈沖生成的仿真圖如下所示：圖13脈沖生成的仿真模型圖仿真參數直流側給定電壓500V，三相電源電壓有效值220V，負載功率14KW，網側電感取值8ml，網側電阻0.5歐，直流側電容4000uF，負載電阻18歐，開關頻率10KHz，電流環(huán)Kp取值1.6，Ki取值104，電壓環(huán)Kp取值0.15，Ki5.7。仿真結果如下： 直流側電壓仿真圖由圖可知直流電壓的紋波是0.12% 三相網側三相電壓電流由圖可知三相電壓電流完全同向，功率因素為1。三實驗心得及感想建立整流器在旋轉坐標系中的dq模型是必要的，不僅能方便PI調節(jié)器的設計過程，使系統(tǒng)實現無差調節(jié)，更能使有功無功電流得到獨立控制，這也是整流器運行