培訓講義電子版yunsdr相關02提高部分ver

1、 無線通信實驗講義 - 提高部分修訂關于威視銳科技威視銳科技是專注于定義無線通信（SDR）系統(tǒng)和測試平臺的研卡，應用于機器視覺、生命科學和高能算領域。威視銳與微軟學和科研結(jié)構(gòu)開展無線通信研究的首基于 x86 的寬帶實時研用戶。作為全球最大的可編程器件（FPGA）公司 XILINX 的全銳科技提供基于 XILINXFPGA/SoC 的全方位解決方案。特別是 ZYNQ 7000 系C，威視銳攜手 XILINX 發(fā)布了全球第一款基于 ZYNQ SoC 的低成本開源 SoC 模WLeo，性價比遠高于國外同類產(chǎn)品，大大降低了 SoC 系統(tǒng)的開發(fā)門檻。此色颶風開發(fā)板自從 2004 年發(fā)售以來已成為國內(nèi)銷售

2、時間最長發(fā)板。多年以來，威視銳科念，與國內(nèi)眾多知名高校建立合作業(yè)界客戶，威視銳提供嚴格驗證的來加快研發(fā)周期。2版本修訂日期修訂內(nèi)容1.02017 年 6 月 26 日初始版本1.12017 年 8 月 31 日更新封面與目錄目錄修訂2第二篇 提高篇6第 8 講 802.11a OFDM 基帶發(fā)送端系統(tǒng)的搭建68.1 實驗目的68.2 實驗條件78.3 實驗要求78.4 實驗原理78.5 參考設計108.5.1 射頻系統(tǒng)參數(shù)設定128.5.2 PRBS 隨機數(shù)列生成128.5.3 頻域轉(zhuǎn)換時域與插值138.5.4 量化與輸出168.5.5 IEEE802.11a 發(fā)送端參數(shù)與參考代碼17第 9

3、講 802.11a OFDM 基帶接收端幀同步算法設計與驗證199.1 實驗目的199.2 實驗條件199.3 實驗要求199.4 實驗原理209.5 參考設計2210.6 實驗結(jié)果24第 10 講 802.11a OFDM 基帶接收端載波頻率同步算法設計與驗證2710.110.210.310.410.511.6實驗目的27實驗條件27實驗要求28實驗原理28參考設計29實驗結(jié)果313 無線通信實驗講義 - 提高部分第 11 講 802.11a OFDM 基帶接收端信道估計算法設計與驗證3411.111.211.311.411.511.6第 12 講12.112.212.312.412.512

4、.6第 13 講13.113.213.313.414.513.6第 14 講14.114.214.314.414.514.6實驗目的34實驗條件34實驗要求34實驗原理34參考設計35實驗結(jié)果36802.11a OFDM 基帶接收端系統(tǒng)搭建39實驗目的39實驗條件39實驗要求39實驗原理40參考設計41實驗結(jié)果44MIMO-OFDM 基帶發(fā)送端系統(tǒng)搭建46實驗目的46實驗條件46實驗要求47實驗原理47參考設計51實驗結(jié)果54MIMO-OFDM 基帶接收端信道估計算法設計與驗證56實驗目的56實驗條件56實驗要求56實驗原理56參考設計59實驗結(jié)果59第 15 講 MIMO-OFDM 基帶接收

5、端系統(tǒng)搭建614 無線通信實驗講義 - 提高部分15.115.215.315.415.515.6實驗目的61實驗條件61實驗要求61實驗原理61參考設計63實驗結(jié)果665第二篇 提高篇本部分為設計提高篇，基于開發(fā)平臺，使用.m 語言基于編程方式開展YunSDR 平臺的 OFDM 系統(tǒng)設計實驗。IEEE802.11a 無線局域網(wǎng)標準作為典型的 OFDM 系統(tǒng)，是學習 OFDM 技術(shù)一個典型的應用，本篇的實驗以這一標準為基礎，對 OFDM 基帶處理的算法、架構(gòu)進行和分析：將整個系統(tǒng)劃分為多個基本通信模塊，使用編程實現(xiàn) IEEE802.11a 標準的基帶發(fā)送端和接收端；通過 YunSDR 的射頻端口

6、收發(fā)，對典型的系統(tǒng)指標進行實際信道收發(fā)回環(huán)分析。分析和YunSDR 支持2 ´ 2 MIMO，在 MIMO 實驗部分，以標準的 IEEE802.11n 標準為例，同樣使用開發(fā)環(huán)境實現(xiàn)基帶的發(fā)送和接收，并通過與實際信道收發(fā)分析系統(tǒng)指標與特性。第 8 講 802.11a OFDM 基帶發(fā)送端系統(tǒng)的搭建自從 20 世紀 80 年代以來，OFDM 技術(shù)開始逐漸被應用于各種雙向無線數(shù)據(jù)業(yè)務中， 他們大都是利用了 OFDM 可以有效消除信號多徑傳播所造成的符號鍵干擾（ISI）這一特征。首先得到廣泛應用的是在廣播式音頻和領域，如數(shù)字音頻廣播（DAB）、數(shù)字廣播（DVB）。DAB 是在 AM 和 F

7、M 等模擬廣播基礎上發(fā)展起來的，可以提供與 CD相媲美的音質(zhì)和其他新型數(shù)據(jù)業(yè)務。DAV 標準于 1995 年由歐洲電信標準化（ETSI）制定，是第一個使用 OFDM 的標準。接著在 1997 年基于 OFDM 的 DVB 標準也開始投入使用。1998 年 7 月，經(jīng)過多次修改之后，IEEE802.11 標準組決定選擇 OFDM 作為 WLAN（工作于 5GHz 頻段）的物理層接入方案。本講主要對 IEEE802.11a 基帶系統(tǒng)進行搭建、實際收發(fā)測試實驗，重點在如何將基帶算法通過語言實現(xiàn)并通過硬件平臺在實際的信道中驗證，并且對比實際信道和信道的差異。本講對 OFDM 和 IEEE802.11a

8、 原理不做過多的描述，感的讀者可以參考國內(nèi)外已經(jīng)的參考書。8.1 實驗目的通過學習 IEEE802.11a 基帶系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)，使用編程語言實現(xiàn) IEEE802.11a 基帶發(fā)送端的設計。通過射頻發(fā)送，結(jié)合頻譜儀觀測，深入了解 OFDM 系統(tǒng) FFT 變換、保護間隔、帶寬與頻譜特征等的實際體現(xiàn)。6 無線通信實驗講義 - 提高部分8.2 實驗條件YunSDR 平臺一套，2013a(及以上)環(huán)境，WiFi 頻段天線，頻譜儀8.3 實驗要求使用搭建 IEEE802.11a 基帶發(fā)送端，至少支持 6Mbps54MBps 的一種模式。觀察基帶幀的時域波形和頻域功率譜。通過 YunSDR 平臺射頻發(fā)送，使用頻

9、使用譜儀觀測功率譜測量信號帶寬等頻譜特性。8.4 實驗原理IEEE802.11a 基帶物理層協(xié)議于 1998 年發(fā)布，讀者可以參考“IEEE Std 802.11a-1999（R2003）”或中主要參數(shù)做簡要民“GB 15629.1101-2006”。下面對物理層幀結(jié)構(gòu)的，表 9-1 給出了 IEEE802.11a WLAN 系統(tǒng)的基本參數(shù)。表格 8-1 IEEE802.11a 系統(tǒng)基本參數(shù)在室內(nèi)無線通道中，為了克服多徑信道高達幾百納秒的時延擴展(按 200ns 計算)，IEEE802.11a WLAN 系統(tǒng)建議保護間隔(CP)的長度為最大時延長度的 34 倍，即建議為800ns。而保護間隔（

10、CP）的長度是整個中主要考慮的參數(shù)之一，它在一定程度上決定了其它標準參數(shù)的選擇。為了提高數(shù)據(jù)傳輸率，降低 CP 在整個傳送符號中的能量OFDM 符號時間為 4us（其中 OFDM 數(shù)據(jù)符號時間為 3.2us，CP 時和時間比，7參數(shù)數(shù)值基本采樣頻率20MHz數(shù)據(jù)符號時間3.2us循環(huán)前綴時間0.8usOFDM 符號時間 T32.us+0.8us=4us數(shù)據(jù)子載波數(shù) Nd48導頻子載波數(shù) Np4總子載波數(shù) NNd + Np = 52子載波間隔Df312.5KHz總子載波占用帶寬N ´ Df = 16.25MHz數(shù)據(jù)速率6,9,12,24,36,48,54Mbps調(diào)制方式BPSK,QPS

11、K,16QAM,64QAM編碼速率1/2,2/3,3/4 無線通信實驗講義 - 提高部分間為 0.8us)。這樣也就決定了子載波間隔的寬度為 312.5KHz(子載波間隔為 OFDM 數(shù)據(jù)符號時間的倒數(shù))。IEEE802.11a WLAN 系統(tǒng)中規(guī)定采用約束長度為 7，生成多項式為(133,171)g 的卷積編碼方式，卷積編碼后編碼效率為 1/2，通過對編碼后的信號進行鑿孔（puncture）操作可分別產(chǎn)生編碼效率為 2/3、3/4 的信號。同時為提高信號糾正突發(fā)性錯誤的能力，還應 對編碼后的信號根據(jù)情況采用不同交織深度的分組交織器進行交織，交織后的信號根據(jù)信道的不同條件使用不同的調(diào)制方式，如

12、 BPSK、QPSK、16QAM、64QAM 進行，在IEEE 802.11a WLAN 系統(tǒng)中只有 48 個子載波用于傳輸數(shù)據(jù)，4 個子載波(-21、-7、7、21) 預留給導頻信號(1、-1)使用，剩余的 12 個子載波沒有使用。導頻信號的目的是用來估計任何殘余的相位誤差，同時還可以用于信道估計。最后 OFDM 系統(tǒng)通過 IFFTFFT 變換， 加入 CP 和長、短訓練序列實現(xiàn) 6Mbps54Mbps 數(shù)據(jù)傳輸速率。IEEE802.11a 對發(fā)送幀結(jié)構(gòu)做了具體規(guī)定：每一幀由前導訓練序列(Preamble)、Signal域和數(shù)據(jù)域。其中前導訓練序列由短訓練序列和長訓練序列以及長短訓練序列之間

13、的保護間隔(GI2)。短訓練序列由 10 個完全相同的短訓練符號，長訓練序列由 2 個完全相同的長訓練符號。短訓練符號和長訓練符號的生成方式可參見標準文檔。保護間隔(GI2)由長訓練符號的第 33-64 位。前導主要完成自動增益(AGC)、分組同步估計、符號同步估計、頻率同步估計和信道估計功能。要求在接收到實際數(shù)據(jù)進行正確譯碼前完成上述前導符號提供的功能。設 Ms 為短訓練序列中短訓練符號數(shù)目， Ns 為每個短訓練符號的采樣點數(shù)目； ML 為長訓練序列中長訓練符號數(shù)目，NL 為每個長訓練符號的采樣點數(shù)目。IEEE802.11a WLAN系統(tǒng)規(guī)定短訓練序列 Ms = 10 ， Ns = 16 ；

14、長訓練序列 ML = 2 ， NL = 64 。GI2 間隔內(nèi)采樣= N + Ng= 80 。其中 Ng 為 OFDM 數(shù)據(jù)點數(shù)為 NGI 2 = 32 。每個數(shù)據(jù)段 OFDM 符號采樣點 Nsys符號保護間隔 GI 的采樣點數(shù)， Ng = 16 ，它是本符號最后 16 個采樣點的重復。前導首先由 10 個完全相同的短訓練符號組成，每個短訓練符號持續(xù)時間為 800ns，是每個 OFDM 數(shù)據(jù)符號持續(xù)時間的四分之一?？梢岳眯蛱枮?4 倍的子載波來生成，在-26+26 共 52 個子載波中，采用序號為-24，-20，-16，-12，-8，-4，4，8，12，16，20，24的子載波生成，詳見標準

15、文檔。8 無線通信實驗講義 - 提高部分根據(jù) OFDM 載波頻率同步算法，訓練符號越短，能估計出的頻偏范圍越大，通常假12T設重復信號的持續(xù)時間為 T，則可以估計出頻率偏移大小范圍,這是因為更高的頻率偏移會導致相位超過p 而無法估計。IEEE802.11a 系統(tǒng)中，短訓練訓練序列采樣時間 50ns（20MHz），N=16，則可以估計的最大頻率誤差為 625KHz11（ f= 625KHz ）。長訓練序列的區(qū)別在于N=64，則可以max2pT2´16´ 50´10-9s估計的最大頻率誤差為 156.25KHz。IEEE802.11g 系統(tǒng)規(guī)定的載波頻率是 2.4GH

16、z，IEEE802.11a 載波頻率 5GHz 頻段，假如振蕩器最大頻率誤差為 20ppm，則收發(fā)端振蕩器最大誤差和可達 40ppm。最大可能頻率誤差值Df =KHz 左右，可以看到最大可能頻率誤差值在短訓練序列的符號估計范圍之內(nèi)，結(jié)合短訓練序列的粗頻偏估計和長訓練序列的細頻偏估計可以較準確地估計出收發(fā)的載波頻率誤差，接收頻率同步實驗見后部分。另外采用 10 個短訓練序列還可用來做自動增益(AGC)和幀同步檢測。短訓練序列后是長訓練序列，長訓練序列由兩個長訓練符號，每個長訓練符號包含52 個子載波，持續(xù)時間與一個 OFDM 數(shù)據(jù)符號持續(xù)時間相同 4us。長訓練序列用于做精同步和精頻偏校正。訓練

17、序列后位 Signal 域，其中RATE 和 LENGTH 部分，共 24 個 bit。Signal中的bit 經(jīng)過 BPSK 和 1/2 的卷積編碼，可以得到 6Mbps 的傳輸速率。RATE 部4 個 bit，用于傳輸 OFDM 數(shù)據(jù)符號的系統(tǒng)。SIGANL 域后是數(shù)據(jù)域，以上訓分練序列 signal 和 data應如表格 9-2。一個完整的基帶發(fā)送幀。調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對表格 8-2 調(diào)制方式編碼方式與速率對應9數(shù)據(jù)速率（Mbps）調(diào)制方式編碼效率編碼比特/子載波編碼比特/OFDM 符號數(shù)據(jù)比特/OFDM 符號6BPSK1/2148249BPSK3/41483612QPSK1

18、/22964818QPSK3/4296722416QAM1/24192963616QAM3/441921444864QAM2/362881925464QAM3/46288288 無線通信實驗講義 - 提高部分IEEE80.211a 使用了 52 個子載波，K=0 處的直流子載波不傳輸符號，由于 IFFT 的算法基于2N 點，故采用 64 點的 IFFT。53 個在頻率分配時分別在編號低端和高端有 6 個和 5 個空符號，即 k=-32,-27,27,31，這樣就可以保證系統(tǒng)的子載波頻譜集中，從而使系統(tǒng)占用的頻譜帶寬盡可能窄，以節(jié)約頻譜資源，減小信道間干擾。所以，52 個非零子信道映射到 64

19、點輸入的 IFFT 當中應按照圖 1 所指定的方式，把 126到相同標號的 IFFT輸入端口；而子信道 26-1 被到 3863 大的 IFFT 輸入端口；其余的 IFFT 輸入端口，即 2737 輸入空值。采用 64 點的 IFFT 以為這系統(tǒng)的采樣間隔為 50ns，采樣頻率至少20MHz。圖 8-1 IFFT 的輸入和輸出8.5 參考設計根據(jù) IEEE802.11a 基帶物理層標準，將各個功能模塊化。首先設定 YunSDR 射頻工作模式，然后讀入系統(tǒng)參數(shù)、設定工作模式，之后分別產(chǎn)生訓練序列、signal 域與 data域。圖 9-2 是發(fā)送端的模塊結(jié)構(gòu)框圖，文件結(jié)構(gòu)如表格 9-3 所示。1

20、0 無線通信實驗講義 - 提高部分圖 8-2 IEEE802.11a 基帶發(fā)送端結(jié)構(gòu)圖表格 8-3 IEEE802.11a 基帶發(fā)送端文件結(jié)構(gòu)11文件說明輸入?yún)?shù)輸出參數(shù)set_sim_options_lc.m設置長度和調(diào)制方式參數(shù)set_sim_consts.mIEEE802.11a 幀格式有關的系統(tǒng)參數(shù)tx_prbs15_lc.m生成偽隨機序列數(shù)據(jù)源幀長 length(byte)碼流 bit-crc32.mCRC32 校驗Length*8-32 碼流32 個 bit 校驗和tx_generate_data.m補零生成完整 bit 流原始數(shù)據(jù) bit；流補零后的完整 bit 流 無線通信實驗

21、講義 - 提高部分8.5.1 射頻系統(tǒng)參數(shù)設定IEEE802.11a 僅支持單天線，所以 tx_chan 只有 1 或 2 兩種狀態(tài)代表通道一發(fā)送或通道二發(fā)送；采樣率設置 40MHz；帶寬設置 20MHz；發(fā)送衰減如果通過天線傳輸建議設置10e3dB，如果通過電纜有線傳輸建議設置 20e3dB。8.5.2 PRBS 隨機數(shù)列生成PRBS 是 Pseudo Random Binary Sequence 的縮寫，即“偽隨機二進制序列”的意思，也稱為 M 序列。PRBS 碼具有“隨機”特性，是因為在 PRBS 碼流中，二進制數(shù)“0”和“1”是隨機出現(xiàn)的，但是它又和真正意義上的隨機碼不同，這種“隨機”

22、特性只是局部的，即在周期內(nèi)部，“0”和“1”是隨機出現(xiàn)的(碼流生成函數(shù)與初始碼確定后，碼流的順序也是固定的)， 但各個周期中的碼流卻是完全相同的，所以我們稱其為“偽隨機碼”。PRBS 碼的周期長度與其階數(shù)有關，常用的階數(shù)有 7、9、11、15、20、23、31，也就是我們的 PRBS7、PRBS9、PRBS11、PRBS15、PRBS20、PRBS23、PRBS31。在對高速信號鏈路進行誤碼測試時，基本上都是利用 PRBS 碼流來模擬真實的線網(wǎng)碼流環(huán)境，因為在線網(wǎng)中，所有的數(shù)據(jù)都是隨機出現(xiàn)的，沒有任何規(guī)律可言，而 PRBS 碼流在一定程度上具有這種“隨機數(shù)據(jù)”特性，二進制“0”和“1”隨機出現(xiàn)

23、，其頻譜特征與白噪聲非常接近。PRBS 碼流的階數(shù)越高，其包含的碼型就越豐富，就越接近真實的線網(wǎng)環(huán)境，測試的結(jié)果就越準確。12-get_bits_per_symbol.m計算每個符號的 bit 數(shù)scramble_lc.m加擾補零厚的完整 bit 流加擾 bit 流tx_conv_encoder.m卷積編碼加擾 bit 流RS 編碼后的 bit 流tx_puncture.m打孔RS 編碼后的 bit 流按照打孔參數(shù)去點 bit流-get_punc_params.m獲得打孔參數(shù)tx_interleaver.m交織加擾 bit 流交織 bit 流-tx_gen_intlvr_patt.m生成交織序

24、號tx_modulate.m星座(調(diào)制)交織 bit 流后頻域 IQ 數(shù)據(jù)tx_add_pilot_syms.m導頻頻域 IQ 數(shù)據(jù)導頻后的數(shù)據(jù)tx_freqd_to_timed.mIFFT 變換到時域?qū)ьl后的數(shù)據(jù)時域 IO 信號tx_add_cyclic_prefix.m循環(huán)前綴時域 IQ 信號循環(huán)前綴的信號tx_gen_preamble.m長短訓練序列生成訓練序列tx_gen_sig.m生成 signal 信號系統(tǒng)Signal 域 IQ 信號transmitter.m頂層文件transmitter_ad9361.mYunsdr 基于 matlab 半時實收發(fā) demo 的發(fā)端頂層 無線通信

25、實驗講義 - 提高部分PRBS 碼型發(fā)生器由移位寄存器和異或門(XOR)組成，如圖 9-3 所示。圖 8-3 PRBS 碼生成原理圖程序以 PRBS15 為例，生成多項式1+X 14 + X 15以下:function inf_bits=prbs15_lc(packetlength) h1=1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1;for i=1:packetlength*8-32 h2(i)=h1(15); a=xor(h1(15),h1(14);h1(2:15)=h1(1:14); h1(1)=a;end ret=crc32(h2); inf_bits=h2 ret.&#

26、39; end8.5.3 頻域轉(zhuǎn)換時域與插值IEE802.11a 的發(fā)送端使用 64 點 IFFT。在做完子載波和導頻后，每 48 個輸入序列變成了 53 個輸出序列，序號分別為-26 到 26 共 53 個樣值。然后將序號-26 到-1 一共 26 個點放到 64 點 IFFT 的第 38 到 63 號位置，將序號 1 到 26 一共 26 個點放到 64 點IFFT 的第 1 到 26 號位置上，這樣就得到 64 點中的 52 點，然后再把其他位置補 0，64 點，之后就可以進行 64 點 IFFT 運算了，從而將頻域信號轉(zhuǎn)換到了時域信號。IEEE802.11a 是 20MHz 的采樣率形

27、成 20MHz 信號帶寬，頻譜如圖 9-4。實際頻譜兩側(cè)共留有 9 個零點，所以信號實際帶寬(64 - 53) ´ 20 = 16.5MHz 。由于 DAC 的周期性混疊效應，通常在 DAC 與正交調(diào)制器之間加有低通濾波器，如本例中設置的濾波器帶寬為13 無線通信實驗講義 - 提高部分20MHz。濾波器非理想，通常 DAC 采樣率要至少高于帶寬的 2 倍(40MHz 以上)，可以將鏡像推到更高的頻段，這樣可以實現(xiàn)較濾波效果。提高采樣率的同時保證信號帶寬，就必須采取插值濾波的。例如以下參考程序濾波器采用 SRRC 型，滾降系數(shù)為 0.05，符號數(shù)為 64，抽頭數(shù) 256，插值后的功率譜

28、如圖 9-5 所示。% srrc 濾波器flt1=rcosine(1,2,'fir/sqrt',0.05,64); tx_signal2=upsample(tx_signal1,2); tx_signal3=conv(tx_signal2,flt1); pwelch(tx_signal3,80e6,'centered','psd'); title('40MHz upsample power spectrum');圖 8-4 IEEE802.11a 信號功率譜對比圖9-4 和圖9-5 可以看到，雖然采樣率提高，但是信號的帶寬沒有變化

29、，但是SRRC濾波的效果隨抽頭系數(shù)的增加成正比，抽頭系數(shù)越多需要占用的 CPU 資源更大。256 點的抽頭計算每個采樣點需要做 256 次乘法和加法。，也14 無線通信實驗講義 - 提高部分圖 8-5 兩倍插值后的功率譜優(yōu)化方案，插值的本質(zhì)是將采樣率提高 n 倍的同時把有用頻譜推擠到 1/n。具體方法是：對于即將要做 IFFT 變換的每 64 點數(shù)據(jù)，假設我們要求對數(shù)據(jù) n 倍插值（這是為了跟硬件頻率匹配），則我們在這 64 點中間（n-1）*64 個 0，即將原來的 64 點分為前 32 點和后 32 點兩部分，然后在這兩部分中間插 0，即“兩邊推”法。然后再將處理后的原來 64 點數(shù)據(jù)和的

30、（n-1）*64 個 0 一共 n*64 個點進行 n*64 點的 IFFT。兩倍插值推擠頻譜后(增加 64 個零值)做 128 點 IFFT，這樣達到了插值濾波的效果，還省掉了復雜的 SRRC 濾波器，且頻譜輸出更加平滑，代碼示例如下，插值后效果如圖 9-6 所示。syms_into_ifft_up=zeros(64*up,num_symbols); % up 為插值倍數(shù)syms_into_ifft_up(1:32,:)=syms_into_ifft(1:32,:); syms_into_ifft_up(end-31:end,:)=syms_into_ifft(33:64,:);% Conv

31、ert to time domain ifft_out = ifft(syms_into_ifft_up);15 無線通信實驗講義 - 提高部分圖 8-6 2 倍與 4 倍插值功率譜8.5.4 量化與輸出按照 IEE802.11a 協(xié)議標準，生成化的數(shù)據(jù)幀，需要根據(jù) DAC 的采樣位寬將化數(shù)據(jù)量化。本例中射頻前端采用 ADI 公司的AD9361 全集成IC，集成的 DAC 位寬 12bit，補碼形式。由于通過上位機的千兆網(wǎng)口傳輸數(shù)據(jù)，所以采用 16bit 位寬，最低 4 位補零。16bit 的數(shù)字量范圍-3276832767(最高位是符號位)，首先分別尋找化 I 和 Q 數(shù)據(jù)的最大絕對值MAX

32、I 和MAXq ，并取他們中較大的那個作為最大值 MAXI &Q ，之后計算放大系數(shù)index = 25000 ¸ MAXI &Q ，通常不將數(shù)據(jù)量化到 32767 而是留有 1/3 左右的取整如圖 9-7。，之后圖 8-7化數(shù)據(jù)與量化數(shù)據(jù)16 無線通信實驗講義 - 提高部分% 16bit 量化index=25000./max(abs(real(txdata);abs(imag(txdata); txdata=round(txdata.*index);8.5.5 IEEE802.11a 發(fā)送端參數(shù)與參考代碼發(fā)送端的參數(shù)在 set_sim_options_lc.m 中設

33、置，長度范圍 54095(CRC32 占用 4byte)，signal標準：碼率 654，對應調(diào)制方式 BPSK，QPSK，16QAM，64QAM。輸出插值倍數(shù)，可以設置任意整數(shù)。sim_consts = set_sim_consts; sim_options.PacketLength=100;sim_options.rate=6;sim_options.upsample=4;參考程序示例：set_sim_options_lc;% 數(shù)據(jù)產(chǎn)生inf_bits=tx_prbs15_lc(sim_options.PacketLength); service=zeros(1,16); data_bit

34、s=tx_generate_data(inf_bits,service,sim_options);% 擾碼scramble_int=1,1,1,1,0,0,0; scramble_bits=scramble_lc(scramble_int,data_bits,sim_options);% RS 編碼、打孔coded_bit_stream = tx_conv_encoder(scramble_bits);tx_bits = tx_puncture(coded_bit_stream, sim_options.ConvCodeRate); rdy_to_mod_bits =tx_bits;% 交織r

35、dy_to_mod_bits = tx_interleaver(rdy_to_mod_bits,sim_options.Modulation);% 調(diào)制mod_syms = tx_modulate(rdy_to_mod_bits, sim_options.Modulation);% 添加導頻mod_ofdm_syms = tx_add_pilot_syms(mod_syms);% IFFTtime_syms,mod_data = tx_freqd_to_timed(mod_ofdm_syms,sim_options.upsample);% 添加循環(huán)前綴time_signal = tx_add_

36、cyclic_prefix(time_syms,sim_options.upsample); preamble = tx_gen_preamble(sim_options);%信號域產(chǎn)生l_sig,signal=tx_gen_sig(sim_options);%組幀tx_signal1=preamble l_sig time_signal;17 無線通信實驗講義 - 提高部分pwelch(tx_signal1(1,:),20e6*sim_options.upsample,'centered','psd');% 補零txdata=repmat(zeros(2000

37、,1);tx_signal1.',4,1);% 16bit 量化index=25000./max(abs(real(txdata);abs(imag(txdata); txdata=round(txdata.*index);最后將結(jié)果保存到文件，在下一個接收實驗中作為算法驗證使用% 存文件fid = fopen('E:codeieee802_11adatatrans_frame.dat', 'wt'); for i=1:length(txdata)fprintf(fid,'%8.0f%8.0fn',real(txdata(i),imag(

38、txdata(i);endf('all');18 無線通信實驗講義 - 提高部分第 9 講 802.11a OFDM 基帶接收端幀同步算法設計與驗證OFDM 基帶的接收端不是簡單的發(fā)送端的逆運算。由于通過 DAC 數(shù)模變換、射頻的調(diào)制變頻、信道、射頻解調(diào)變頻、ADC 采樣，以上過程可以稱為廣義的信道，帶來了信號的非線性畸變。接收系統(tǒng)如果想恢復出原始發(fā)送碼流根據(jù)功能分成兩大部分，信道補償和比特逆運算。信道補償主要是利用發(fā)送端的幀結(jié)構(gòu)特性（比如訓練序列、導頻、循環(huán)前綴等）進行幀同步（尋找信號幀的起始點）、載波頻偏補償（消除收發(fā)系統(tǒng)載波的偏差）、信道估計與均衡（消除多徑效應與信道）、

39、解星座等；比特逆運算是指，解交織、信道譯碼、解擾等，基本是發(fā)送端的逆處理。接收系統(tǒng)的框圖如圖 10-1，由圖可知，接收端的處理算法要比發(fā)送端復雜得多。圖 9-1 IEEE802.11a 基帶接收處理框圖9.1 實驗目的學習幀同步算法原理，通過與實際 YunSDR 信道接收信號分別對同步算法驗證。9.2 實驗條件YunSDR 平臺一套，環(huán)境，天線或射頻電纜回環(huán)。9.3 實驗要求使用編寫粗同步與細同步模塊，通過與實際信道驗證。，通過程序驗證同步算法。19 無線通信實驗講義 - 提高部分9.4 實驗原理IEEE802.11a 系統(tǒng)是信道應答脈沖響應在數(shù)據(jù)突發(fā)期間沒有發(fā)生顯著變化的前提下設計的，這樣的

40、在發(fā)送數(shù)據(jù)分組的極短時間內(nèi)可以證明是合理的他通常是幾毫秒，因為發(fā)射機和在大多數(shù)應用中互相間移動是較小的。該假設下大部分 WLAN 接收機的同步可以在前導期間完成并且在數(shù)據(jù)分組期間不需要改變。需要考慮的同步有三種，即：定時同步、頻率同步和采樣時間同步。本講對定時同步進行。定時同步是估計出 OFDM 符號的起始位置，它主要兩個部分：分組同步（粗同步）和符號同步（細同步）。如果符號后 FFT 的起始位置在循環(huán)前綴（CP）的長度內(nèi)，那么子載波間的正交性依然能夠保持，在這種情況下，符號同步偏差可以看做是信道引起的相位旋轉(zhuǎn)，這一旋轉(zhuǎn)可以由信道估計求出并通過信道均衡消除。如果符號同步的偏差超過了保護間隔，就

41、會引入載波間干擾（ICI）。導致無法正確計算出 FFT 窗口位置，誤碼率成倍提高。因此，OFDM 系統(tǒng)對定時同步的要求相對寬松，但是在多徑環(huán)境中，為了獲得最佳的系統(tǒng)性能，需要確定最佳的定時估計。盡管定時估計的起點可以在保護間隔內(nèi)任意選取，但是容易得知，任何定時估計起點的變化，都會增加 OFDM 系統(tǒng)對實驗擴展的敏感程度，因此系統(tǒng)所能的時延擴展會低于其設計值。為了盡量減小這種影響，需要盡量減小定時同步的估計誤差。系統(tǒng)定時估計算法可以分為兩步完成，第一步通過分組檢測進行粗同步（分組同步估計），第二步采用符號同步進行細同步（符號同步估計）。這兩部同步估計用前導序列來完成。分組檢測是指出數(shù)據(jù)分組到達的

42、準確位置，這是一種粗同步同時也是隨后進行頻率同步和符號同步的基礎，剩下的同步過程都依賴于分組檢測完成的優(yōu)劣在分組檢測中以下代表是否出現(xiàn)了分組：H0 ：沒有出現(xiàn)分組； H1 ：出現(xiàn)分組實際檢測中通常是看變量mn 是否超出了閾值Th 。分組檢測的情況如下：H0 ： mn <T h 沒有出現(xiàn)分組； H1 ： mn ³ Th 出現(xiàn)分組。通常的是采滑動分組檢測技術(shù)，基本原理如下：雙滑動窗口的分組檢測算法計算了兩個連續(xù)滑動窗口的能量，分別是后面窗口的自相關能量和前后窗口的互相關能量20 無線通信實驗講義 - 提高部分因為短訓練序列的特性是 10 個連續(xù)相同的符號進行重復，所以當窗口移動到信

43、號的開始時互相關的能量和自相關的能量應該相差很小。信號運算流程圖如圖 10-2：圖 9-2 粗同步分組檢測流圖L-1L-1其中：窗口C = å ，窗口 P= åL 等于滑動窗口長度，通常采用短訓練序列長度，kk即 L=16 圖中有兩個滑動窗口 C 和 P，窗口 C 為接收信號和接收信號的互相數(shù)，叫做相關；Z 等于前導起始的周期，在 IEEE 802.1la WLAN 系統(tǒng)中 D=16，也就短訓練符號的周期長度；窗口 P 計算了互相數(shù)窗口期間接收信號的能量，此窗口的值用于統(tǒng)計的化。其中L-1C = år(n + k)r*(n + k + D)nk =02L-1L=1

44、P = å r (n + k + D)r *(n + k + D) = å| r (n + k + d ) |nk =0k =0|2| C=nmn(P )2n變量mn = 0.75 時的第一個取樣標識 n 作為根據(jù) IEEE 802.1la WLAN 系統(tǒng)建議，分組同步估計的起始點。實際應用中為了避免噪聲的影響，可以選取多次，比如連續(xù)兩次短訓練序列的長度均大于 0.75 才認為分組檢測。IEEE802.11a 系統(tǒng)中的符號同步通常實在分組同步之后進行，當分組估計提供數(shù)據(jù)分組起始界限后，因為頻偏會影響符號同步，先進行粗頻偏估計，然后再進行符號同步，符號同步估計算法將該估計精確

45、到量化等級。符號同步能夠找到長訓練序列的起始點，符號同步的是通過計算接收信號 r(n)和本地長訓練序列參考信號 t(n)之間的互相關性實現(xiàn)的。如下：21 無線通信實驗講義 - 提高部分L-1 N -1t = max | åår(n + k)t*(k) |sn=0 n=0其中 L 為滑動窗口的長度，L 只要大于短訓練序列的長度就可以，因為分組檢測到短訓練序列的起始點，所以這里取 L=200 即可。N 為參考信號 t(n)的采樣點數(shù)目，N=64。通過計算出滑動窗口中不同 n 的 ts，找出最大 ts 對應的 n，作為符號定時的結(jié)果。9.5 參考設計分組同步與定時同步例程分為以下

46、幾部分：1.獲取接收信號接收信號可以有幾個來源：(1)a9 a10=text發(fā)端保存的 txt 文件('E:codeieee802_11adatatrans_frame.dat','%f%f');frame=a9+1i*a10; rx_signal_40m =frame./4;rx_signal=rx_signal_40m(1:2:end).'(2)data = fYunSDR 接收的數(shù)據(jù)(data_link,buff_size*1024,'uint8');% data 8bit to 16bit datah=data(2:2:end);

47、 datal=data(1:2:end); datah_hex=dec2hex(datah,2); datal_hex=dec2hex(datal,2); data_hex(:,1:2)=datah_hex; data_hex(:,3:4)=datal_hex; dataun=hex2dec(data_hex); datain=dataun-(dataun>32767)*65536; a1=datain(1:2:end); a2=datain(2:2:end);meani=mean(a1); meanq=mean(a2); rx_signal_40m=(a1+1i*a2);rx_sign

48、al=rx_signal_40m(1:2:end).'2.抽取IEEE802.11a 標準規(guī)定 20MHz 采樣率，實際硬件的采樣率是 40MHz，所以需要從接收到的數(shù)據(jù)中抽取，參考例程采用最簡單的二選一，代碼見“1 獲取接收信號”。22 無線通信實驗講義 - 提高部分3.增加頻偏% 添加頻偏phase_offset=620e3;rad_offset = 2*pi*phase_offset/20000000; time_base=0:length(rx_signal)-1; dds_offset=exp(-j*rad_offset*time_base); rx_signal = rx_

49、signal.*dds_offset;4.加入實多徑% 添加多徑r=3;%多徑數(shù)a=0.1 0.2 0.3;%多徑幅度d=5 10 15;%多徑rx1=rx_signal; channel1=zeros(1,length(rx1); channel1(1+d(1):end)=a(1)*rx1(1:end-d(1); channel2=zeros(1,length(rx1); channel2(1+d(2):end)=a(2)*rx1(1:end-d(2); channel3=zeros(1,length(rx1); channel3(1+d(3):end)=a(3)*rx1(1:end-d(3

50、); rx_signal=rx1+channel1+channel2+channel3;加入噪聲5.rx_signal=awgn(rx_signal,14,'measured');分組同步（粗同步）6.采滑動窗口法，計算互相關與自相關，并比值是否超過閾值，實際操作中由于信道的不確定性和噪聲的隨機性，將Nrx=size(rx_signal,2); Ns=size(rx_signal,1);L=16;for i=1:Nrxfor j=1:Ns-L*2連續(xù)超過閾值一段時間才認為同步。rx_delay_corr(j,i) = abs(sum(rx_signal(j:j+L-1,i).*

51、conj(rx_signal(j+L:j+L*2-1,i);rx_self_corr(j,i) end= sum(rx_signal(j+L:j+L*2-1,i).*conj(rx_signal(j+L:j+L*2-1,i);end rx_corr_ratio=rx_delay_corr./rx_self_corr; pass=0;for i=1:Ns-L*2rx_corr(i)=sum(rx_corr_ratio(i,1:Nrx); if rx_corr(i)>=0.75*Nrx23 無線通信實驗講義 - 提高部分pass=pass+1;elsepass=0;endif pass=64

52、thres_idx=i-63; breakendEnd7.定時同步（細同步）在粗頻偏估計之后，將本地長訓練序列與接收長訓練序列相關，進行end_search=400;% 得到長訓練序列的時域信號long_tr = sim_consts.legacylongtraning;long_tr_symbols = tx_freqd_to_timed(long_tr,1,sim_consts.nonHTNumSubc); ltrs = long_tr_symbols;long_trs=ltrs(end/2+1:end);ltrs(1:end/2); long_trs_pwr=sum(long_trs.*

53、conj(long_trs); Nrx=size(rx_signal,2);Ns=size(rx_signal,1); L=64;for i=1:Nrxfor j=1:Ns-L*2rx_cross_corr(j,i) = abs(sum(rx_signal(j:j+L-1,i).*conj(long_trs);。rx_self_corr(j,i) = sum(rx_signal(j:j+L-1,i).*conj(rx_signal(j:j+L-1,i).0.5; rx_cross_ratio(j,i)=rx_cross_corr(j,i)./rx_self_corr(j,i);if rx_cross_ratio(j,i)>0.4 thres_idx(i)=j; breakendendEnd10.6 實驗結(jié)果驗證同步算法的正確性，首先對原始發(fā)端數(shù)據(jù)幀進行粗同步，然后加入信道驗證算法的性能。1. 原始信號不經(jīng)過信道24 無線通信實驗講義 - 提高部分圖 9-3 原始 IEEE802.11a 整幀信號值圖 9-4 粗同步算法同步起始點 998 與接收信號波形對比2. 原始信號經(jīng)過信道頻偏 100KHz，CP 多徑，SNR=14：25 無線通信實驗講義 - 提高部分圖 9-5 粗同步算法同步起始點 999 與接收信號波形對比從上圖可以看出雖然信號