培訓(xùn)講義電子版yunsdr相關(guān)02提高部分ver

1、 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分修訂關(guān)于威視銳科技威視銳科技是專注于定義無線通信（SDR）系統(tǒng)和測試平臺的研卡，應(yīng)用于機(jī)器視覺、生命科學(xué)和高能算領(lǐng)域。威視銳與微軟學(xué)和科研結(jié)構(gòu)開展無線通信研究的首基于 x86 的寬帶實(shí)時研用戶。作為全球最大的可編程器件（FPGA）公司 XILINX 的全銳科技提供基于 XILINXFPGA/SoC 的全方位解決方案。特別是 ZYNQ 7000 系C，威視銳攜手 XILINX 發(fā)布了全球第一款基于 ZYNQ SoC 的低成本開源 SoC 模WLeo，性價比遠(yuǎn)高于國外同類產(chǎn)品，大大降低了 SoC 系統(tǒng)的開發(fā)門檻。此色颶風(fēng)開發(fā)板自從 2004 年發(fā)售以來已成為國內(nèi)銷售

2、時間最長發(fā)板。多年以來，威視銳科念，與國內(nèi)眾多知名高校建立合作業(yè)界客戶，威視銳提供嚴(yán)格驗(yàn)證的來加快研發(fā)周期。2版本修訂日期修訂內(nèi)容1.02017 年 6 月 26 日初始版本1.12017 年 8 月 31 日更新封面與目錄目錄修訂2第二篇 提高篇6第 8 講 802.11a OFDM 基帶發(fā)送端系統(tǒng)的搭建68.1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康?8.2 實(shí)驗(yàn)條件78.3 實(shí)驗(yàn)要求78.4 實(shí)驗(yàn)原理78.5 參考設(shè)計(jì)108.5.1 射頻系統(tǒng)參數(shù)設(shè)定128.5.2 PRBS 隨機(jī)數(shù)列生成128.5.3 頻域轉(zhuǎn)換時域與插值138.5.4 量化與輸出168.5.5 IEEE802.11a 發(fā)送端參數(shù)與參考代碼17第 9

3、講 802.11a OFDM 基帶接收端幀同步算法設(shè)計(jì)與驗(yàn)證199.1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康?99.2 實(shí)驗(yàn)條件199.3 實(shí)驗(yàn)要求199.4 實(shí)驗(yàn)原理209.5 參考設(shè)計(jì)2210.6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果24第 10 講 802.11a OFDM 基帶接收端載波頻率同步算法設(shè)計(jì)與驗(yàn)證2710.110.210.310.410.511.6實(shí)驗(yàn)?zāi)康?7實(shí)驗(yàn)條件27實(shí)驗(yàn)要求28實(shí)驗(yàn)原理28參考設(shè)計(jì)29實(shí)驗(yàn)結(jié)果313 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分第 11 講 802.11a OFDM 基帶接收端信道估計(jì)算法設(shè)計(jì)與驗(yàn)證3411.111.211.311.411.511.6第 12 講12.112.212.312.412.512

4、.6第 13 講13.113.213.313.414.513.6第 14 講14.114.214.314.414.514.6實(shí)驗(yàn)?zāi)康?4實(shí)驗(yàn)條件34實(shí)驗(yàn)要求34實(shí)驗(yàn)原理34參考設(shè)計(jì)35實(shí)驗(yàn)結(jié)果36802.11a OFDM 基帶接收端系統(tǒng)搭建39實(shí)驗(yàn)?zāi)康?9實(shí)驗(yàn)條件39實(shí)驗(yàn)要求39實(shí)驗(yàn)原理40參考設(shè)計(jì)41實(shí)驗(yàn)結(jié)果44MIMO-OFDM 基帶發(fā)送端系統(tǒng)搭建46實(shí)驗(yàn)?zāi)康?6實(shí)驗(yàn)條件46實(shí)驗(yàn)要求47實(shí)驗(yàn)原理47參考設(shè)計(jì)51實(shí)驗(yàn)結(jié)果54MIMO-OFDM 基帶接收端信道估計(jì)算法設(shè)計(jì)與驗(yàn)證56實(shí)驗(yàn)?zāi)康?6實(shí)驗(yàn)條件56實(shí)驗(yàn)要求56實(shí)驗(yàn)原理56參考設(shè)計(jì)59實(shí)驗(yàn)結(jié)果59第 15 講 MIMO-OFDM 基帶接收

5、端系統(tǒng)搭建614 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分15.115.215.315.415.515.6實(shí)驗(yàn)?zāi)康?1實(shí)驗(yàn)條件61實(shí)驗(yàn)要求61實(shí)驗(yàn)原理61參考設(shè)計(jì)63實(shí)驗(yàn)結(jié)果665第二篇 提高篇本部分為設(shè)計(jì)提高篇，基于開發(fā)平臺，使用.m 語言基于編程方式開展YunSDR 平臺的 OFDM 系統(tǒng)設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)。IEEE802.11a 無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)作為典型的 OFDM 系統(tǒng)，是學(xué)習(xí) OFDM 技術(shù)一個典型的應(yīng)用，本篇的實(shí)驗(yàn)以這一標(biāo)準(zhǔn)為基礎(chǔ)，對 OFDM 基帶處理的算法、架構(gòu)進(jìn)行和分析：將整個系統(tǒng)劃分為多個基本通信模塊，使用編程實(shí)現(xiàn) IEEE802.11a 標(biāo)準(zhǔn)的基帶發(fā)送端和接收端；通過 YunSDR 的射頻端口

6、收發(fā)，對典型的系統(tǒng)指標(biāo)進(jìn)行實(shí)際信道收發(fā)回環(huán)分析。分析和YunSDR 支持2 ´ 2 MIMO，在 MIMO 實(shí)驗(yàn)部分，以標(biāo)準(zhǔn)的 IEEE802.11n 標(biāo)準(zhǔn)為例，同樣使用開發(fā)環(huán)境實(shí)現(xiàn)基帶的發(fā)送和接收，并通過與實(shí)際信道收發(fā)分析系統(tǒng)指標(biāo)與特性。第 8 講 802.11a OFDM 基帶發(fā)送端系統(tǒng)的搭建自從 20 世紀(jì) 80 年代以來，OFDM 技術(shù)開始逐漸被應(yīng)用于各種雙向無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)中， 他們大都是利用了 OFDM 可以有效消除信號多徑傳播所造成的符號鍵干擾（ISI）這一特征。首先得到廣泛應(yīng)用的是在廣播式音頻和領(lǐng)域，如數(shù)字音頻廣播（DAB）、數(shù)字廣播（DVB）。DAB 是在 AM 和 F

7、M 等模擬廣播基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，可以提供與 CD相媲美的音質(zhì)和其他新型數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。DAV 標(biāo)準(zhǔn)于 1995 年由歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)化（ETSI）制定，是第一個使用 OFDM 的標(biāo)準(zhǔn)。接著在 1997 年基于 OFDM 的 DVB 標(biāo)準(zhǔn)也開始投入使用。1998 年 7 月，經(jīng)過多次修改之后，IEEE802.11 標(biāo)準(zhǔn)組決定選擇 OFDM 作為 WLAN（工作于 5GHz 頻段）的物理層接入方案。本講主要對 IEEE802.11a 基帶系統(tǒng)進(jìn)行搭建、實(shí)際收發(fā)測試實(shí)驗(yàn)，重點(diǎn)在如何將基帶算法通過語言實(shí)現(xiàn)并通過硬件平臺在實(shí)際的信道中驗(yàn)證，并且對比實(shí)際信道和信道的差異。本講對 OFDM 和 IEEE802.11a

8、 原理不做過多的描述，感的讀者可以參考國內(nèi)外已經(jīng)的參考書。8.1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康耐ㄟ^學(xué)習(xí) IEEE802.11a 基帶系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)，使用編程語言實(shí)現(xiàn) IEEE802.11a 基帶發(fā)送端的設(shè)計(jì)。通過射頻發(fā)送，結(jié)合頻譜儀觀測，深入了解 OFDM 系統(tǒng) FFT 變換、保護(hù)間隔、帶寬與頻譜特征等的實(shí)際體現(xiàn)。6 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分8.2 實(shí)驗(yàn)條件YunSDR 平臺一套，2013a(及以上)環(huán)境，WiFi 頻段天線，頻譜儀8.3 實(shí)驗(yàn)要求使用搭建 IEEE802.11a 基帶發(fā)送端，至少支持 6Mbps54MBps 的一種模式。觀察基帶幀的時域波形和頻域功率譜。通過 YunSDR 平臺射頻發(fā)送，使用頻

9、使用譜儀觀測功率譜測量信號帶寬等頻譜特性。8.4 實(shí)驗(yàn)原理IEEE802.11a 基帶物理層協(xié)議于 1998 年發(fā)布，讀者可以參考“IEEE Std 802.11a-1999（R2003）”或中主要參數(shù)做簡要民“GB 15629.1101-2006”。下面對物理層幀結(jié)構(gòu)的，表 9-1 給出了 IEEE802.11a WLAN 系統(tǒng)的基本參數(shù)。表格 8-1 IEEE802.11a 系統(tǒng)基本參數(shù)在室內(nèi)無線通道中，為了克服多徑信道高達(dá)幾百納秒的時延擴(kuò)展(按 200ns 計(jì)算)，IEEE802.11a WLAN 系統(tǒng)建議保護(hù)間隔(CP)的長度為最大時延長度的 34 倍，即建議為800ns。而保護(hù)間隔（

10、CP）的長度是整個中主要考慮的參數(shù)之一，它在一定程度上決定了其它標(biāo)準(zhǔn)參數(shù)的選擇。為了提高數(shù)據(jù)傳輸率，降低 CP 在整個傳送符號中的能量OFDM 符號時間為 4us（其中 OFDM 數(shù)據(jù)符號時間為 3.2us，CP 時和時間比，7參數(shù)數(shù)值基本采樣頻率20MHz數(shù)據(jù)符號時間3.2us循環(huán)前綴時間0.8usOFDM 符號時間 T32.us+0.8us=4us數(shù)據(jù)子載波數(shù) Nd48導(dǎo)頻子載波數(shù) Np4總子載波數(shù) NNd + Np = 52子載波間隔Df312.5KHz總子載波占用帶寬N ´ Df = 16.25MHz數(shù)據(jù)速率6,9,12,24,36,48,54Mbps調(diào)制方式BPSK,QPS

11、K,16QAM,64QAM編碼速率1/2,2/3,3/4 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分間為 0.8us)。這樣也就決定了子載波間隔的寬度為 312.5KHz(子載波間隔為 OFDM 數(shù)據(jù)符號時間的倒數(shù))。IEEE802.11a WLAN 系統(tǒng)中規(guī)定采用約束長度為 7，生成多項(xiàng)式為(133,171)g 的卷積編碼方式，卷積編碼后編碼效率為 1/2，通過對編碼后的信號進(jìn)行鑿孔（puncture）操作可分別產(chǎn)生編碼效率為 2/3、3/4 的信號。同時為提高信號糾正突發(fā)性錯誤的能力，還應(yīng) 對編碼后的信號根據(jù)情況采用不同交織深度的分組交織器進(jìn)行交織，交織后的信號根據(jù)信道的不同條件使用不同的調(diào)制方式，如

12、 BPSK、QPSK、16QAM、64QAM 進(jìn)行，在IEEE 802.11a WLAN 系統(tǒng)中只有 48 個子載波用于傳輸數(shù)據(jù)，4 個子載波(-21、-7、7、21) 預(yù)留給導(dǎo)頻信號(1、-1)使用，剩余的 12 個子載波沒有使用。導(dǎo)頻信號的目的是用來估計(jì)任何殘余的相位誤差，同時還可以用于信道估計(jì)。最后 OFDM 系統(tǒng)通過 IFFTFFT 變換， 加入 CP 和長、短訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn) 6Mbps54Mbps 數(shù)據(jù)傳輸速率。IEEE802.11a 對發(fā)送幀結(jié)構(gòu)做了具體規(guī)定：每一幀由前導(dǎo)訓(xùn)練序列(Preamble)、Signal域和數(shù)據(jù)域。其中前導(dǎo)訓(xùn)練序列由短訓(xùn)練序列和長訓(xùn)練序列以及長短訓(xùn)練序列之間

13、的保護(hù)間隔(GI2)。短訓(xùn)練序列由 10 個完全相同的短訓(xùn)練符號，長訓(xùn)練序列由 2 個完全相同的長訓(xùn)練符號。短訓(xùn)練符號和長訓(xùn)練符號的生成方式可參見標(biāo)準(zhǔn)文檔。保護(hù)間隔(GI2)由長訓(xùn)練符號的第 33-64 位。前導(dǎo)主要完成自動增益(AGC)、分組同步估計(jì)、符號同步估計(jì)、頻率同步估計(jì)和信道估計(jì)功能。要求在接收到實(shí)際數(shù)據(jù)進(jìn)行正確譯碼前完成上述前導(dǎo)符號提供的功能。設(shè) Ms 為短訓(xùn)練序列中短訓(xùn)練符號數(shù)目， Ns 為每個短訓(xùn)練符號的采樣點(diǎn)數(shù)目； ML 為長訓(xùn)練序列中長訓(xùn)練符號數(shù)目，NL 為每個長訓(xùn)練符號的采樣點(diǎn)數(shù)目。IEEE802.11a WLAN系統(tǒng)規(guī)定短訓(xùn)練序列 Ms = 10 ， Ns = 16 ；

14、長訓(xùn)練序列 ML = 2 ， NL = 64 。GI2 間隔內(nèi)采樣= N + Ng= 80 。其中 Ng 為 OFDM 數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)為 NGI 2 = 32 。每個數(shù)據(jù)段 OFDM 符號采樣點(diǎn) Nsys符號保護(hù)間隔 GI 的采樣點(diǎn)數(shù)， Ng = 16 ，它是本符號最后 16 個采樣點(diǎn)的重復(fù)。前導(dǎo)首先由 10 個完全相同的短訓(xùn)練符號組成，每個短訓(xùn)練符號持續(xù)時間為 800ns，是每個 OFDM 數(shù)據(jù)符號持續(xù)時間的四分之一?？梢岳眯蛱枮?4 倍的子載波來生成，在-26+26 共 52 個子載波中，采用序號為-24，-20，-16，-12，-8，-4，4，8，12，16，20，24的子載波生成，詳見標(biāo)準(zhǔn)

15、文檔。8 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分根據(jù) OFDM 載波頻率同步算法，訓(xùn)練符號越短，能估計(jì)出的頻偏范圍越大，通常假12T設(shè)重復(fù)信號的持續(xù)時間為 T，則可以估計(jì)出頻率偏移大小范圍,這是因?yàn)楦叩念l率偏移會導(dǎo)致相位超過p 而無法估計(jì)。IEEE802.11a 系統(tǒng)中，短訓(xùn)練訓(xùn)練序列采樣時間 50ns（20MHz），N=16，則可以估計(jì)的最大頻率誤差為 625KHz11（ f= 625KHz ）。長訓(xùn)練序列的區(qū)別在于N=64，則可以max2pT2´16´ 50´10-9s估計(jì)的最大頻率誤差為 156.25KHz。IEEE802.11g 系統(tǒng)規(guī)定的載波頻率是 2.4GH

16、z，IEEE802.11a 載波頻率 5GHz 頻段，假如振蕩器最大頻率誤差為 20ppm，則收發(fā)端振蕩器最大誤差和可達(dá) 40ppm。最大可能頻率誤差值Df =KHz 左右，可以看到最大可能頻率誤差值在短訓(xùn)練序列的符號估計(jì)范圍之內(nèi)，結(jié)合短訓(xùn)練序列的粗頻偏估計(jì)和長訓(xùn)練序列的細(xì)頻偏估計(jì)可以較準(zhǔn)確地估計(jì)出收發(fā)的載波頻率誤差，接收頻率同步實(shí)驗(yàn)見后部分。另外采用 10 個短訓(xùn)練序列還可用來做自動增益(AGC)和幀同步檢測。短訓(xùn)練序列后是長訓(xùn)練序列，長訓(xùn)練序列由兩個長訓(xùn)練符號，每個長訓(xùn)練符號包含52 個子載波，持續(xù)時間與一個 OFDM 數(shù)據(jù)符號持續(xù)時間相同 4us。長訓(xùn)練序列用于做精同步和精頻偏校正。訓(xùn)練

17、序列后位 Signal 域，其中RATE 和 LENGTH 部分，共 24 個 bit。Signal中的bit 經(jīng)過 BPSK 和 1/2 的卷積編碼，可以得到 6Mbps 的傳輸速率。RATE 部4 個 bit，用于傳輸 OFDM 數(shù)據(jù)符號的系統(tǒng)。SIGANL 域后是數(shù)據(jù)域，以上訓(xùn)分練序列 signal 和 data應(yīng)如表格 9-2。一個完整的基帶發(fā)送幀。調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對表格 8-2 調(diào)制方式編碼方式與速率對應(yīng)9數(shù)據(jù)速率（Mbps）調(diào)制方式編碼效率編碼比特/子載波編碼比特/OFDM 符號數(shù)據(jù)比特/OFDM 符號6BPSK1/2148249BPSK3/41483612QPSK1

18、/22964818QPSK3/4296722416QAM1/24192963616QAM3/441921444864QAM2/362881925464QAM3/46288288 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分IEEE80.211a 使用了 52 個子載波，K=0 處的直流子載波不傳輸符號，由于 IFFT 的算法基于2N 點(diǎn)，故采用 64 點(diǎn)的 IFFT。53 個在頻率分配時分別在編號低端和高端有 6 個和 5 個空符號，即 k=-32,-27,27,31，這樣就可以保證系統(tǒng)的子載波頻譜集中，從而使系統(tǒng)占用的頻譜帶寬盡可能窄，以節(jié)約頻譜資源，減小信道間干擾。所以，52 個非零子信道映射到 64

19、點(diǎn)輸入的 IFFT 當(dāng)中應(yīng)按照圖 1 所指定的方式，把 126到相同標(biāo)號的 IFFT輸入端口；而子信道 26-1 被到 3863 大的 IFFT 輸入端口；其余的 IFFT 輸入端口，即 2737 輸入空值。采用 64 點(diǎn)的 IFFT 以為這系統(tǒng)的采樣間隔為 50ns，采樣頻率至少20MHz。圖 8-1 IFFT 的輸入和輸出8.5 參考設(shè)計(jì)根據(jù) IEEE802.11a 基帶物理層標(biāo)準(zhǔn)，將各個功能模塊化。首先設(shè)定 YunSDR 射頻工作模式，然后讀入系統(tǒng)參數(shù)、設(shè)定工作模式，之后分別產(chǎn)生訓(xùn)練序列、signal 域與 data域。圖 9-2 是發(fā)送端的模塊結(jié)構(gòu)框圖，文件結(jié)構(gòu)如表格 9-3 所示。1

20、0 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分圖 8-2 IEEE802.11a 基帶發(fā)送端結(jié)構(gòu)圖表格 8-3 IEEE802.11a 基帶發(fā)送端文件結(jié)構(gòu)11文件說明輸入?yún)?shù)輸出參數(shù)set_sim_options_lc.m設(shè)置長度和調(diào)制方式參數(shù)set_sim_consts.mIEEE802.11a 幀格式有關(guān)的系統(tǒng)參數(shù)tx_prbs15_lc.m生成偽隨機(jī)序列數(shù)據(jù)源幀長 length(byte)碼流 bit-crc32.mCRC32 校驗(yàn)Length*8-32 碼流32 個 bit 校驗(yàn)和tx_generate_data.m補(bǔ)零生成完整 bit 流原始數(shù)據(jù) bit；流補(bǔ)零后的完整 bit 流 無線通信實(shí)驗(yàn)

21、講義 - 提高部分8.5.1 射頻系統(tǒng)參數(shù)設(shè)定IEEE802.11a 僅支持單天線，所以 tx_chan 只有 1 或 2 兩種狀態(tài)代表通道一發(fā)送或通道二發(fā)送；采樣率設(shè)置 40MHz；帶寬設(shè)置 20MHz；發(fā)送衰減如果通過天線傳輸建議設(shè)置10e3dB，如果通過電纜有線傳輸建議設(shè)置 20e3dB。8.5.2 PRBS 隨機(jī)數(shù)列生成PRBS 是 Pseudo Random Binary Sequence 的縮寫，即“偽隨機(jī)二進(jìn)制序列”的意思，也稱為 M 序列。PRBS 碼具有“隨機(jī)”特性，是因?yàn)樵?PRBS 碼流中，二進(jìn)制數(shù)“0”和“1”是隨機(jī)出現(xiàn)的，但是它又和真正意義上的隨機(jī)碼不同，這種“隨機(jī)”

22、特性只是局部的，即在周期內(nèi)部，“0”和“1”是隨機(jī)出現(xiàn)的(碼流生成函數(shù)與初始碼確定后，碼流的順序也是固定的)， 但各個周期中的碼流卻是完全相同的，所以我們稱其為“偽隨機(jī)碼”。PRBS 碼的周期長度與其階數(shù)有關(guān)，常用的階數(shù)有 7、9、11、15、20、23、31，也就是我們的 PRBS7、PRBS9、PRBS11、PRBS15、PRBS20、PRBS23、PRBS31。在對高速信號鏈路進(jìn)行誤碼測試時，基本上都是利用 PRBS 碼流來模擬真實(shí)的線網(wǎng)碼流環(huán)境，因?yàn)樵诰€網(wǎng)中，所有的數(shù)據(jù)都是隨機(jī)出現(xiàn)的，沒有任何規(guī)律可言，而 PRBS 碼流在一定程度上具有這種“隨機(jī)數(shù)據(jù)”特性，二進(jìn)制“0”和“1”隨機(jī)出現(xiàn)

23、，其頻譜特征與白噪聲非常接近。PRBS 碼流的階數(shù)越高，其包含的碼型就越豐富，就越接近真實(shí)的線網(wǎng)環(huán)境，測試的結(jié)果就越準(zhǔn)確。12-get_bits_per_symbol.m計(jì)算每個符號的 bit 數(shù)scramble_lc.m加擾補(bǔ)零厚的完整 bit 流加擾 bit 流tx_conv_encoder.m卷積編碼加擾 bit 流RS 編碼后的 bit 流tx_puncture.m打孔RS 編碼后的 bit 流按照打孔參數(shù)去點(diǎn) bit流-get_punc_params.m獲得打孔參數(shù)tx_interleaver.m交織加擾 bit 流交織 bit 流-tx_gen_intlvr_patt.m生成交織序

24、號tx_modulate.m星座(調(diào)制)交織 bit 流后頻域 IQ 數(shù)據(jù)tx_add_pilot_syms.m導(dǎo)頻頻域 IQ 數(shù)據(jù)導(dǎo)頻后的數(shù)據(jù)tx_freqd_to_timed.mIFFT 變換到時域?qū)ьl后的數(shù)據(jù)時域 IO 信號tx_add_cyclic_prefix.m循環(huán)前綴時域 IQ 信號循環(huán)前綴的信號tx_gen_preamble.m長短訓(xùn)練序列生成訓(xùn)練序列tx_gen_sig.m生成 signal 信號系統(tǒng)Signal 域 IQ 信號transmitter.m頂層文件transmitter_ad9361.mYunsdr 基于 matlab 半時實(shí)收發(fā) demo 的發(fā)端頂層 無線通信

25、實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分PRBS 碼型發(fā)生器由移位寄存器和異或門(XOR)組成，如圖 9-3 所示。圖 8-3 PRBS 碼生成原理圖程序以 PRBS15 為例，生成多項(xiàng)式1+X 14 + X 15以下:function inf_bits=prbs15_lc(packetlength) h1=1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1;for i=1:packetlength*8-32 h2(i)=h1(15); a=xor(h1(15),h1(14);h1(2:15)=h1(1:14); h1(1)=a;end ret=crc32(h2); inf_bits=h2 ret.&#

26、39; end8.5.3 頻域轉(zhuǎn)換時域與插值IEE802.11a 的發(fā)送端使用 64 點(diǎn) IFFT。在做完子載波和導(dǎo)頻后，每 48 個輸入序列變成了 53 個輸出序列，序號分別為-26 到 26 共 53 個樣值。然后將序號-26 到-1 一共 26 個點(diǎn)放到 64 點(diǎn) IFFT 的第 38 到 63 號位置，將序號 1 到 26 一共 26 個點(diǎn)放到 64 點(diǎn)IFFT 的第 1 到 26 號位置上，這樣就得到 64 點(diǎn)中的 52 點(diǎn)，然后再把其他位置補(bǔ) 0，64 點(diǎn)，之后就可以進(jìn)行 64 點(diǎn) IFFT 運(yùn)算了，從而將頻域信號轉(zhuǎn)換到了時域信號。IEEE802.11a 是 20MHz 的采樣率形

27、成 20MHz 信號帶寬，頻譜如圖 9-4。實(shí)際頻譜兩側(cè)共留有 9 個零點(diǎn)，所以信號實(shí)際帶寬(64 - 53) ´ 20 = 16.5MHz 。由于 DAC 的周期性混疊效應(yīng)，通常在 DAC 與正交調(diào)制器之間加有低通濾波器，如本例中設(shè)置的濾波器帶寬為13 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分20MHz。濾波器非理想，通常 DAC 采樣率要至少高于帶寬的 2 倍(40MHz 以上)，可以將鏡像推到更高的頻段，這樣可以實(shí)現(xiàn)較濾波效果。提高采樣率的同時保證信號帶寬，就必須采取插值濾波的。例如以下參考程序?yàn)V波器采用 SRRC 型，滾降系數(shù)為 0.05，符號數(shù)為 64，抽頭數(shù) 256，插值后的功率譜

28、如圖 9-5 所示。% srrc 濾波器flt1=rcosine(1,2,'fir/sqrt',0.05,64); tx_signal2=upsample(tx_signal1,2); tx_signal3=conv(tx_signal2,flt1); pwelch(tx_signal3,80e6,'centered','psd'); title('40MHz upsample power spectrum');圖 8-4 IEEE802.11a 信號功率譜對比圖9-4 和圖9-5 可以看到，雖然采樣率提高，但是信號的帶寬沒有變化

29、，但是SRRC濾波的效果隨抽頭系數(shù)的增加成正比，抽頭系數(shù)越多需要占用的 CPU 資源更大。256 點(diǎn)的抽頭計(jì)算每個采樣點(diǎn)需要做 256 次乘法和加法。，也14 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分圖 8-5 兩倍插值后的功率譜優(yōu)化方案，插值的本質(zhì)是將采樣率提高 n 倍的同時把有用頻譜推擠到 1/n。具體方法是：對于即將要做 IFFT 變換的每 64 點(diǎn)數(shù)據(jù)，假設(shè)我們要求對數(shù)據(jù) n 倍插值（這是為了跟硬件頻率匹配），則我們在這 64 點(diǎn)中間（n-1）*64 個 0，即將原來的 64 點(diǎn)分為前 32 點(diǎn)和后 32 點(diǎn)兩部分，然后在這兩部分中間插 0，即“兩邊推”法。然后再將處理后的原來 64 點(diǎn)數(shù)據(jù)和的

30、（n-1）*64 個 0 一共 n*64 個點(diǎn)進(jìn)行 n*64 點(diǎn)的 IFFT。兩倍插值推擠頻譜后(增加 64 個零值)做 128 點(diǎn) IFFT，這樣達(dá)到了插值濾波的效果，還省掉了復(fù)雜的 SRRC 濾波器，且頻譜輸出更加平滑，代碼示例如下，插值后效果如圖 9-6 所示。syms_into_ifft_up=zeros(64*up,num_symbols); % up 為插值倍數(shù)syms_into_ifft_up(1:32,:)=syms_into_ifft(1:32,:); syms_into_ifft_up(end-31:end,:)=syms_into_ifft(33:64,:);% Conv

31、ert to time domain ifft_out = ifft(syms_into_ifft_up);15 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分圖 8-6 2 倍與 4 倍插值功率譜8.5.4 量化與輸出按照 IEE802.11a 協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)，生成化的數(shù)據(jù)幀，需要根據(jù) DAC 的采樣位寬將化數(shù)據(jù)量化。本例中射頻前端采用 ADI 公司的AD9361 全集成IC，集成的 DAC 位寬 12bit，補(bǔ)碼形式。由于通過上位機(jī)的千兆網(wǎng)口傳輸數(shù)據(jù)，所以采用 16bit 位寬，最低 4 位補(bǔ)零。16bit 的數(shù)字量范圍-3276832767(最高位是符號位)，首先分別尋找化 I 和 Q 數(shù)據(jù)的最大絕對值MAX

32、I 和MAXq ，并取他們中較大的那個作為最大值 MAXI &Q ，之后計(jì)算放大系數(shù)index = 25000 ¸ MAXI &Q ，通常不將數(shù)據(jù)量化到 32767 而是留有 1/3 左右的取整如圖 9-7。，之后圖 8-7化數(shù)據(jù)與量化數(shù)據(jù)16 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分% 16bit 量化index=25000./max(abs(real(txdata);abs(imag(txdata); txdata=round(txdata.*index);8.5.5 IEEE802.11a 發(fā)送端參數(shù)與參考代碼發(fā)送端的參數(shù)在 set_sim_options_lc.m 中設(shè)

33、置，長度范圍 54095(CRC32 占用 4byte)，signal標(biāo)準(zhǔn)：碼率 654，對應(yīng)調(diào)制方式 BPSK，QPSK，16QAM，64QAM。輸出插值倍數(shù)，可以設(shè)置任意整數(shù)。sim_consts = set_sim_consts; sim_options.PacketLength=100;sim_options.rate=6;sim_options.upsample=4;參考程序示例：set_sim_options_lc;% 數(shù)據(jù)產(chǎn)生inf_bits=tx_prbs15_lc(sim_options.PacketLength); service=zeros(1,16); data_bit

34、s=tx_generate_data(inf_bits,service,sim_options);% 擾碼scramble_int=1,1,1,1,0,0,0; scramble_bits=scramble_lc(scramble_int,data_bits,sim_options);% RS 編碼、打孔coded_bit_stream = tx_conv_encoder(scramble_bits);tx_bits = tx_puncture(coded_bit_stream, sim_options.ConvCodeRate); rdy_to_mod_bits =tx_bits;% 交織r

35、dy_to_mod_bits = tx_interleaver(rdy_to_mod_bits,sim_options.Modulation);% 調(diào)制mod_syms = tx_modulate(rdy_to_mod_bits, sim_options.Modulation);% 添加導(dǎo)頻mod_ofdm_syms = tx_add_pilot_syms(mod_syms);% IFFTtime_syms,mod_data = tx_freqd_to_timed(mod_ofdm_syms,sim_options.upsample);% 添加循環(huán)前綴time_signal = tx_add_

36、cyclic_prefix(time_syms,sim_options.upsample); preamble = tx_gen_preamble(sim_options);%信號域產(chǎn)生l_sig,signal=tx_gen_sig(sim_options);%組幀tx_signal1=preamble l_sig time_signal;17 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分pwelch(tx_signal1(1,:),20e6*sim_options.upsample,'centered','psd');% 補(bǔ)零txdata=repmat(zeros(2000

37、,1);tx_signal1.',4,1);% 16bit 量化index=25000./max(abs(real(txdata);abs(imag(txdata); txdata=round(txdata.*index);最后將結(jié)果保存到文件，在下一個接收實(shí)驗(yàn)中作為算法驗(yàn)證使用% 存文件fid = fopen('E:codeieee802_11adatatrans_frame.dat', 'wt'); for i=1:length(txdata)fprintf(fid,'%8.0f%8.0fn',real(txdata(i),imag(

38、txdata(i);endf('all');18 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分第 9 講 802.11a OFDM 基帶接收端幀同步算法設(shè)計(jì)與驗(yàn)證OFDM 基帶的接收端不是簡單的發(fā)送端的逆運(yùn)算。由于通過 DAC 數(shù)模變換、射頻的調(diào)制變頻、信道、射頻解調(diào)變頻、ADC 采樣，以上過程可以稱為廣義的信道，帶來了信號的非線性畸變。接收系統(tǒng)如果想恢復(fù)出原始發(fā)送碼流根據(jù)功能分成兩大部分，信道補(bǔ)償和比特逆運(yùn)算。信道補(bǔ)償主要是利用發(fā)送端的幀結(jié)構(gòu)特性（比如訓(xùn)練序列、導(dǎo)頻、循環(huán)前綴等）進(jìn)行幀同步（尋找信號幀的起始點(diǎn)）、載波頻偏補(bǔ)償（消除收發(fā)系統(tǒng)載波的偏差）、信道估計(jì)與均衡（消除多徑效應(yīng)與信道）、

39、解星座等；比特逆運(yùn)算是指，解交織、信道譯碼、解擾等，基本是發(fā)送端的逆處理。接收系統(tǒng)的框圖如圖 10-1，由圖可知，接收端的處理算法要比發(fā)送端復(fù)雜得多。圖 9-1 IEEE802.11a 基帶接收處理框圖9.1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康膶W(xué)習(xí)幀同步算法原理，通過與實(shí)際 YunSDR 信道接收信號分別對同步算法驗(yàn)證。9.2 實(shí)驗(yàn)條件YunSDR 平臺一套，環(huán)境，天線或射頻電纜回環(huán)。9.3 實(shí)驗(yàn)要求使用編寫粗同步與細(xì)同步模塊，通過與實(shí)際信道驗(yàn)證。，通過程序驗(yàn)證同步算法。19 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分9.4 實(shí)驗(yàn)原理IEEE802.11a 系統(tǒng)是信道應(yīng)答脈沖響應(yīng)在數(shù)據(jù)突發(fā)期間沒有發(fā)生顯著變化的前提下設(shè)計(jì)的，這樣的

40、在發(fā)送數(shù)據(jù)分組的極短時間內(nèi)可以證明是合理的他通常是幾毫秒，因?yàn)榘l(fā)射機(jī)和在大多數(shù)應(yīng)用中互相間移動是較小的。該假設(shè)下大部分 WLAN 接收機(jī)的同步可以在前導(dǎo)期間完成并且在數(shù)據(jù)分組期間不需要改變。需要考慮的同步有三種，即：定時同步、頻率同步和采樣時間同步。本講對定時同步進(jìn)行。定時同步是估計(jì)出 OFDM 符號的起始位置，它主要兩個部分：分組同步（粗同步）和符號同步（細(xì)同步）。如果符號后 FFT 的起始位置在循環(huán)前綴（CP）的長度內(nèi)，那么子載波間的正交性依然能夠保持，在這種情況下，符號同步偏差可以看做是信道引起的相位旋轉(zhuǎn)，這一旋轉(zhuǎn)可以由信道估計(jì)求出并通過信道均衡消除。如果符號同步的偏差超過了保護(hù)間隔，就

41、會引入載波間干擾（ICI）。導(dǎo)致無法正確計(jì)算出 FFT 窗口位置，誤碼率成倍提高。因此，OFDM 系統(tǒng)對定時同步的要求相對寬松，但是在多徑環(huán)境中，為了獲得最佳的系統(tǒng)性能，需要確定最佳的定時估計(jì)。盡管定時估計(jì)的起點(diǎn)可以在保護(hù)間隔內(nèi)任意選取，但是容易得知，任何定時估計(jì)起點(diǎn)的變化，都會增加 OFDM 系統(tǒng)對實(shí)驗(yàn)擴(kuò)展的敏感程度，因此系統(tǒng)所能的時延擴(kuò)展會低于其設(shè)計(jì)值。為了盡量減小這種影響，需要盡量減小定時同步的估計(jì)誤差。系統(tǒng)定時估計(jì)算法可以分為兩步完成，第一步通過分組檢測進(jìn)行粗同步（分組同步估計(jì)），第二步采用符號同步進(jìn)行細(xì)同步（符號同步估計(jì)）。這兩部同步估計(jì)用前導(dǎo)序列來完成。分組檢測是指出數(shù)據(jù)分組到達(dá)的

42、準(zhǔn)確位置，這是一種粗同步同時也是隨后進(jìn)行頻率同步和符號同步的基礎(chǔ)，剩下的同步過程都依賴于分組檢測完成的優(yōu)劣在分組檢測中以下代表是否出現(xiàn)了分組：H0 ：沒有出現(xiàn)分組； H1 ：出現(xiàn)分組實(shí)際檢測中通常是看變量mn 是否超出了閾值Th 。分組檢測的情況如下：H0 ： mn <T h 沒有出現(xiàn)分組； H1 ： mn ³ Th 出現(xiàn)分組。通常的是采滑動分組檢測技術(shù)，基本原理如下：雙滑動窗口的分組檢測算法計(jì)算了兩個連續(xù)滑動窗口的能量，分別是后面窗口的自相關(guān)能量和前后窗口的互相關(guān)能量20 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分因?yàn)槎逃?xùn)練序列的特性是 10 個連續(xù)相同的符號進(jìn)行重復(fù)，所以當(dāng)窗口移動到信

43、號的開始時互相關(guān)的能量和自相關(guān)的能量應(yīng)該相差很小。信號運(yùn)算流程圖如圖 10-2：圖 9-2 粗同步分組檢測流圖L-1L-1其中：窗口C = å ，窗口 P= åL 等于滑動窗口長度，通常采用短訓(xùn)練序列長度，kk即 L=16 圖中有兩個滑動窗口 C 和 P，窗口 C 為接收信號和接收信號的互相數(shù)，叫做相關(guān)；Z 等于前導(dǎo)起始的周期，在 IEEE 802.1la WLAN 系統(tǒng)中 D=16，也就短訓(xùn)練符號的周期長度；窗口 P 計(jì)算了互相數(shù)窗口期間接收信號的能量，此窗口的值用于統(tǒng)計(jì)的化。其中L-1C = år(n + k)r*(n + k + D)nk =02L-1L=1

44、P = å r (n + k + D)r *(n + k + D) = å| r (n + k + d ) |nk =0k =0|2| C=nmn(P )2n變量mn = 0.75 時的第一個取樣標(biāo)識 n 作為根據(jù) IEEE 802.1la WLAN 系統(tǒng)建議，分組同步估計(jì)的起始點(diǎn)。實(shí)際應(yīng)用中為了避免噪聲的影響，可以選取多次，比如連續(xù)兩次短訓(xùn)練序列的長度均大于 0.75 才認(rèn)為分組檢測。IEEE802.11a 系統(tǒng)中的符號同步通常實(shí)在分組同步之后進(jìn)行，當(dāng)分組估計(jì)提供數(shù)據(jù)分組起始界限后，因?yàn)轭l偏會影響符號同步，先進(jìn)行粗頻偏估計(jì)，然后再進(jìn)行符號同步，符號同步估計(jì)算法將該估計(jì)精確

45、到量化等級。符號同步能夠找到長訓(xùn)練序列的起始點(diǎn)，符號同步的是通過計(jì)算接收信號 r(n)和本地長訓(xùn)練序列參考信號 t(n)之間的互相關(guān)性實(shí)現(xiàn)的。如下：21 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分L-1 N -1t = max | åår(n + k)t*(k) |sn=0 n=0其中 L 為滑動窗口的長度，L 只要大于短訓(xùn)練序列的長度就可以，因?yàn)榉纸M檢測到短訓(xùn)練序列的起始點(diǎn)，所以這里取 L=200 即可。N 為參考信號 t(n)的采樣點(diǎn)數(shù)目，N=64。通過計(jì)算出滑動窗口中不同 n 的 ts，找出最大 ts 對應(yīng)的 n，作為符號定時的結(jié)果。9.5 參考設(shè)計(jì)分組同步與定時同步例程分為以下

46、幾部分：1.獲取接收信號接收信號可以有幾個來源：(1)a9 a10=text發(fā)端保存的 txt 文件('E:codeieee802_11adatatrans_frame.dat','%f%f');frame=a9+1i*a10; rx_signal_40m =frame./4;rx_signal=rx_signal_40m(1:2:end).'(2)data = fYunSDR 接收的數(shù)據(jù)(data_link,buff_size*1024,'uint8');% data 8bit to 16bit datah=data(2:2:end);

47、 datal=data(1:2:end); datah_hex=dec2hex(datah,2); datal_hex=dec2hex(datal,2); data_hex(:,1:2)=datah_hex; data_hex(:,3:4)=datal_hex; dataun=hex2dec(data_hex); datain=dataun-(dataun>32767)*65536; a1=datain(1:2:end); a2=datain(2:2:end);meani=mean(a1); meanq=mean(a2); rx_signal_40m=(a1+1i*a2);rx_sign

48、al=rx_signal_40m(1:2:end).'2.抽取IEEE802.11a 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定 20MHz 采樣率，實(shí)際硬件的采樣率是 40MHz，所以需要從接收到的數(shù)據(jù)中抽取，參考例程采用最簡單的二選一，代碼見“1 獲取接收信號”。22 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分3.增加頻偏% 添加頻偏phase_offset=620e3;rad_offset = 2*pi*phase_offset/20000000; time_base=0:length(rx_signal)-1; dds_offset=exp(-j*rad_offset*time_base); rx_signal = rx_

49、signal.*dds_offset;4.加入實(shí)多徑% 添加多徑r=3;%多徑數(shù)a=0.1 0.2 0.3;%多徑幅度d=5 10 15;%多徑rx1=rx_signal; channel1=zeros(1,length(rx1); channel1(1+d(1):end)=a(1)*rx1(1:end-d(1); channel2=zeros(1,length(rx1); channel2(1+d(2):end)=a(2)*rx1(1:end-d(2); channel3=zeros(1,length(rx1); channel3(1+d(3):end)=a(3)*rx1(1:end-d(3

50、); rx_signal=rx1+channel1+channel2+channel3;加入噪聲5.rx_signal=awgn(rx_signal,14,'measured');分組同步（粗同步）6.采滑動窗口法，計(jì)算互相關(guān)與自相關(guān)，并比值是否超過閾值，實(shí)際操作中由于信道的不確定性和噪聲的隨機(jī)性，將Nrx=size(rx_signal,2); Ns=size(rx_signal,1);L=16;for i=1:Nrxfor j=1:Ns-L*2連續(xù)超過閾值一段時間才認(rèn)為同步。rx_delay_corr(j,i) = abs(sum(rx_signal(j:j+L-1,i).*

51、conj(rx_signal(j+L:j+L*2-1,i);rx_self_corr(j,i) end= sum(rx_signal(j+L:j+L*2-1,i).*conj(rx_signal(j+L:j+L*2-1,i);end rx_corr_ratio=rx_delay_corr./rx_self_corr; pass=0;for i=1:Ns-L*2rx_corr(i)=sum(rx_corr_ratio(i,1:Nrx); if rx_corr(i)>=0.75*Nrx23 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分pass=pass+1;elsepass=0;endif pass=64

52、thres_idx=i-63; breakendEnd7.定時同步（細(xì)同步）在粗頻偏估計(jì)之后，將本地長訓(xùn)練序列與接收長訓(xùn)練序列相關(guān)，進(jìn)行end_search=400;% 得到長訓(xùn)練序列的時域信號long_tr = sim_consts.legacylongtraning;long_tr_symbols = tx_freqd_to_timed(long_tr,1,sim_consts.nonHTNumSubc); ltrs = long_tr_symbols;long_trs=ltrs(end/2+1:end);ltrs(1:end/2); long_trs_pwr=sum(long_trs.*

53、conj(long_trs); Nrx=size(rx_signal,2);Ns=size(rx_signal,1); L=64;for i=1:Nrxfor j=1:Ns-L*2rx_cross_corr(j,i) = abs(sum(rx_signal(j:j+L-1,i).*conj(long_trs);。rx_self_corr(j,i) = sum(rx_signal(j:j+L-1,i).*conj(rx_signal(j:j+L-1,i).0.5; rx_cross_ratio(j,i)=rx_cross_corr(j,i)./rx_self_corr(j,i);if rx_cross_ratio(j,i)>0.4 thres_idx(i)=j; breakendendEnd10.6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證同步算法的正確性，首先對原始發(fā)端數(shù)據(jù)幀進(jìn)行粗同步，然后加入信道驗(yàn)證算法的性能。1. 原始信號不經(jīng)過信道24 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分圖 9-3 原始 IEEE802.11a 整幀信號值圖 9-4 粗同步算法同步起始點(diǎn) 998 與接收信號波形對比2. 原始信號經(jīng)過信道頻偏 100KHz，CP 多徑，SNR=14：25 無線通信實(shí)驗(yàn)講義 - 提高部分圖 9-5 粗同步算法同步起始點(diǎn) 999 與接收信號波形對比從上圖可以看出雖然信號