LLC諧振變換器與不對(duì)稱半橋

1、LLC諧振變換器與不對(duì)稱半橋變換器的對(duì)比1不對(duì)稱半橋變換器圖中互補(bǔ)控制的功率MOSFET（S1和S2），其中S1的占空比為D，S2的占空比為（1D）；隔直電容Cb，其上電壓作為S2開通時(shí)的電源；中心抽頭變壓器Tr，其原邊匝數(shù)為Np，副邊匝數(shù)分別為Ns1和Ns2；半橋全波整流二級(jí)管D1和D2；輸出濾波電感Ld，電容Cf。不對(duì)稱半橋（AHB）變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下。1）當(dāng)S1導(dǎo)通S2關(guān)斷時(shí)，變壓器原邊承受正向電壓，副邊Ns1工作；二極管D1導(dǎo)通，二極管D2截止；2）當(dāng)S2導(dǎo)通S1關(guān)斷時(shí)，隔直電容Cb上的電壓加在變壓器的原邊，副邊Ns2工作，二極管D1截止。圖2中n1=Np/Ns1，n2=Np/N

2、s2，且n1=n2=n。通過對(duì)電路的分析，可以得到傳統(tǒng)不對(duì)稱半橋變換器占空比D的計(jì)算公式2.LLC諧振變換器圖3和圖4分別給出了LLC諧振變換器的電路圖和工作波形。圖3中包括兩個(gè)功率MOSFET（S1和S2），其占空比都為0.5；諧振電容Cs，副邊匝數(shù)相等的中心抽頭變壓器Tr，Tr的漏感Ls，激磁電感Lm，Lm在某個(gè)時(shí)間段也是一個(gè)諧振電感，因此，在LLC諧振變換器中的諧振元件主要由以上3個(gè)諧振元件構(gòu)成，即諧振電容Cs，電感Ls和激磁電感Lm；半橋全波整流二極管D1和D2，輸出電容Cf。LLC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下。1）t1，t2當(dāng)t=t1時(shí)，S2關(guān)斷，諧振電流給S1的寄生電容放電，一直到S1

3、上的電壓為零，然后S1的體二級(jí)管導(dǎo)通。此階段D1導(dǎo)通，Lm上的電壓被輸出電壓鉗位，因此，只有Ls和Cs參與諧振。2）t2，t3當(dāng)t=t2時(shí)，S1在零電壓的條件下導(dǎo)通，變壓器原邊承受正向電壓；D1繼續(xù)導(dǎo)通，S2及D2截止。此時(shí)Cs和Ls參與諧振，而Lm不參與諧振。3）t3，t4當(dāng)t=t3時(shí)，S1仍然導(dǎo)通，而D1與D2處于關(guān)斷狀態(tài)，Tr副邊與電路脫開，此時(shí)Lm，Ls和Cs一起參與諧振。實(shí)際電路中因此，在這個(gè)階段可以認(rèn)為激磁電流和諧振電流都保持不變。4）t4，t5當(dāng)t=t4時(shí)，S1關(guān)斷，諧振電流給S2的寄生電容放電，一直到S2上的電壓為零，然后S2的體二級(jí)管導(dǎo)通。此階段D2導(dǎo)通，Lm上的電壓被輸出電

4、壓鉗位，因此，只有Ls和Cs參與諧振。5）t5，t6當(dāng)t=t5時(shí)，S2在零電壓的條件下導(dǎo)通，Tr原邊承受反向電壓；D2繼續(xù)導(dǎo)通，而S1和D1截止。此時(shí)僅Cs和Ls參與諧振，Lm上的電壓被輸出電壓箝位，而不參與諧振。6）t6，t7當(dāng)t=t6時(shí)，S2仍然導(dǎo)通，而D1和D2處于關(guān)斷狀態(tài)，Tr副邊與電路脫開，此時(shí)Lm，Ls和Cs一起參與諧振。實(shí)際電路中因此，在這個(gè)階段可以認(rèn)為激磁電流和諧振電流都保持不變。通過上面的詳細(xì)分析，對(duì)這兩類軟開關(guān)型變換器的工作原理及其特性有了一定的了解，下面將對(duì)它們之間的差異進(jìn)行比較，進(jìn)一步加深對(duì)它們的認(rèn)識(shí)。兩種變換器差異的對(duì)比不對(duì)稱半橋變換器是PWM型的，而LLC諧振變換器

5、是諧振型的，因此，它們在控制方法、副邊整流管的電壓應(yīng)力、原邊的電流應(yīng)力等方面有很大的差異，不對(duì)稱半橋變換器通過調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓，不對(duì)稱半橋變換器的掉電維持時(shí)間特性比較差.LLC諧振變換器是通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓的，也就是在不同的輸入電壓下它的占空比保持不變，掉電維持時(shí)間特性比較好.副邊整流管電壓應(yīng)力的對(duì)比在LLC諧振變換器中副邊二極管上的電壓應(yīng)力是輸出電壓的2倍不對(duì)稱半橋變換器副邊整流管電壓應(yīng)力D1=Vin/1-D, D2=Vin/D3副邊二極管的開通對(duì)比從對(duì)不對(duì)稱半橋變換器的分析可知其副邊二極管是硬開通，損耗比較大；而從對(duì)LLC諧振變換器的分析可知其副邊二極管是零電流

6、開關(guān)，損耗比較小，這樣就可以提高變換器的效率。4其他方面首先，在不對(duì)稱半橋變換器中上下開關(guān)管的占空比是互補(bǔ)的，因此，不對(duì)稱半橋變換器中的變壓器有直流偏置現(xiàn)象；而在LLC諧振變換器中上下開關(guān)管的占空比是相等的，因此，LLC諧振變換器中的變壓器沒有直流偏置現(xiàn)象。LLC諧振變換器是通過調(diào)開關(guān)管的工作頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，因此，對(duì)于LLC諧振變換器來說，要實(shí)現(xiàn)同步整流控制比較復(fù)雜；而不對(duì)稱半橋變換器是通過調(diào)開關(guān)管的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓，因此，對(duì)于不對(duì)稱半橋變換器來說，要實(shí)現(xiàn)同步整流控制比較簡單。LLC諧振變換器的電流應(yīng)力比較高；不對(duì)稱半橋變換器中電流應(yīng)力比較低。 1 工作原理圖1所示是半橋結(jié)構(gòu)的LLC串

7、聯(lián)多諧振變換器:兩個(gè)主開關(guān)S1和S2構(gòu)成一個(gè)半橋結(jié)構(gòu)，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)是占空比固定50的互補(bǔ)信號(hào)，通過改變開關(guān)頻率來實(shí)現(xiàn)輸出電壓的恒定。因此，這類諧振型變換器也可以歸類于控制型軟開關(guān)電路。電感Ls、電容Cs和變壓器的勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成一個(gè)LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。該諧振網(wǎng)絡(luò)連接在半橋的中點(diǎn)與地之間，因此，諧振電容Cs也起到隔直電容的作用。在輸出側(cè)，整流二極管D1和D2構(gòu)成中心抽頭的整流電路，整流二極管直接連接到輸出電容Co上。LC的本征諧振頻率定義為本文所述的LLC串聯(lián)多諧振變換器的開關(guān)頻率范圍為fm<f<fs。在下面的分析中，Co被認(rèn)為是無窮大而以恒壓源Vo代替，主開關(guān)具有反向并聯(lián)的二極管。該變換

8、器的一個(gè)開關(guān)周期可以分為6個(gè)工作階段，其等效電路如圖2所示。相應(yīng)的工作波形如圖3所示。6個(gè)工作階段的工作原理如下。圖2 各階段等效電路1）階段1t0t1 在t0時(shí)刻S2關(guān)斷,諧振電流ir對(duì)S1的輸出電容放電，S1的漏源電壓vds1開始下降,當(dāng)vds1下降到零，S1的體二極管導(dǎo)通。輸入電壓加在LLC串聯(lián)回路上。在副邊，變壓器繞組的極性為上正下負(fù)，D1導(dǎo)通，Lm的電壓被輸出電壓Vo鉗位，諧振實(shí)際上發(fā)生在Ls與Cs之間，Lm上的電流im線性上升。2）階段2t1t2 在t1時(shí)刻S1在零電壓條件下開通。im繼續(xù)線性上升，ir流經(jīng)S1并以正弦波形式逐漸上升。流過D1的輸出電流為諧振電流與勵(lì)磁電流之差。開關(guān)

9、周期大于Ls與Cs的諧振周期，因此，在ir經(jīng)過半個(gè)諧振周期后，S1仍然處于開通狀態(tài)。當(dāng)ir下降到與im相等時(shí)，D1電流因過零而關(guān)斷。該工作階段結(jié)束。圖3 主要工作波形由于加在Lm上的電壓為nVo，im可表示為式中：Im為勵(lì)磁電流的最大值；Vo為輸出電壓；n為變壓器原邊對(duì)副邊之匝比。3）階段3t2t3 在t2時(shí)刻D1零電流條件下關(guān)斷。輸出側(cè)與諧振回路完全脫離。Lm的電壓不再受Vo限制，Lm與Ls串聯(lián)參與諧振。通常的電路設(shè)計(jì)Lm>>Ls，因此，諧振周期明顯變長。ir基本保持不變，可以認(rèn)為ir(t)=im(t)=Im    （5）在該階段中，ir繼續(xù)對(duì)Cs充

10、電，Cs的電壓繼續(xù)上升，一直到t3時(shí)刻，S1關(guān)斷，開始下半個(gè)工作周期。工作階段4、5、6與工作階段1、2、3類似。所不同的是諧振的初始能量由諧振電容Cs提供。工作波形與階段1、2、3完全對(duì)稱。4）階段4t3t4 在t3時(shí)刻S1關(guān)斷，ir對(duì)S2的輸出電容放電，S2的漏源電壓vds2開始下降,當(dāng)vds2下降到零，S2的體二極管導(dǎo)通。在副邊，變壓器繞組的極性為上負(fù)下正，D2導(dǎo)通，Lm的電壓被Vo鉗位，諧振實(shí)際上發(fā)生在Ls與Cs之間，Lm上的電流im線性下降。5）階段5t4t5 在t4時(shí)刻S2在零電壓條件下開通。im繼續(xù)線性下降，ir流經(jīng)S2并以正弦波形式負(fù)向增長。流過D2的輸出電流為諧振電流與勵(lì)磁電

11、流之差。在該工作頻率范圍內(nèi)，開關(guān)周期大于Ls與Cs的諧振周期。因此，在ir經(jīng)過半個(gè)周期的諧振，S2仍然處于開通狀態(tài)。當(dāng)ir下降到與im相等時(shí)，D2電流過因零而關(guān)斷。該工作階段結(jié)束。6）階段6t5t6 在t5時(shí)刻D2零電流條件下關(guān)斷。輸出側(cè)與諧振回路完全脫離。Lm的電壓不再受Vo限制，Lm與Ls串聯(lián)參與諧振。ir基本保持不變，繼續(xù)對(duì)諧振電容Cs放電，Cs的電壓繼續(xù)下降，一直到t6時(shí)刻，S2關(guān)斷，新的工作周期開始。假定ir在t2到t3以及t5到t6保持不變，并以Im表示，那么輸出電壓Vo可以表示為式中：Vin為輸入電壓；T為開關(guān)周期；Ts為Cs和Ls的諧振周期，Ts=1/fs=從式（6）可以看出，

12、輸出電壓隨著開關(guān)周期的增加而增加。2 高頻適應(yīng)性分析上面所分析的LLC多諧振變換器非常適合用于開關(guān)頻率非常高的場合，其原因如下。1）所有的開關(guān)管都工作在ZVS狀態(tài)下，開關(guān)損耗幾乎為零。開關(guān)管的零電壓是由激磁電感上的激磁電流對(duì)開關(guān)管的結(jié)電容充放電來實(shí)現(xiàn)的。所以，對(duì)于負(fù)載電流的變化，其零電壓開通的條件基本不會(huì)變化，這一點(diǎn)要優(yōu)于移相全橋等其它控制型軟PWM電路。另外，LLC多諧振變換器的激磁電感是作為其中一個(gè)諧振電感，用來調(diào)節(jié)輸入輸出電壓的關(guān)系，本身會(huì)設(shè)計(jì)得比較小。從通態(tài)損耗來看，這一點(diǎn)是不利的，但是，從軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件來看卻是非常有利，因此，在超高頻場合該電路非常有優(yōu)勢。ZVS的極限條件如式（7）

13、所示（極限條件的意思是假設(shè)死區(qū)時(shí)間可以任意大，能實(shí)現(xiàn)ZVS的臨界條件）。式中：Coss1和Coss2分別是兩個(gè)開關(guān)管的輸出電容。再將式（4）代入式（7），可得ZVS的極限條件的進(jìn)一步的表達(dá)式為式（8）。實(shí)際上，在LLC多諧振變換器中，式（8）是非常容易滿足的，而死區(qū)時(shí)間也不會(huì)非常大，因此，可以近似認(rèn)為在死區(qū)時(shí)間內(nèi)激磁電感上的電流保持不變，即為一個(gè)恒流源在對(duì)開關(guān)管的結(jié)電容進(jìn)行充放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達(dá)式為式（9）。式中：tdead為死區(qū)時(shí)間。再將式（4）代入式（9），可得ZVS的寬裕條件的進(jìn)一步的表達(dá)式為式(10)。2）所有的副邊二極管都工作在ZCS狀態(tài)下，反向恢復(fù)的影響

14、很小。而普通的控制型軟PWM電路都只實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)，而沒有很好地解決二極管的反向恢復(fù)問題，因此，在開關(guān)頻率非常高的場合（例如1MHz以上）使用起來還是有困難的。副邊二極管的電流波形近似為正弦，對(duì)于減少通態(tài)損耗來說是缺點(diǎn)，但是應(yīng)用在超高頻的場合，開關(guān)損耗要比通態(tài)損耗難處理得多，所以，該電路應(yīng)用在超高頻的場合又有一個(gè)優(yōu)勢。3）普通的控制型軟PWM電路難以工作在1MHz以上的另外一個(gè)原因是，在高頻下變壓器漏感很難處理。特別是考慮到原副邊絕緣強(qiáng)度的時(shí)候，變壓器漏感很難做小，而在超高頻下，漏感的影響又是非常明顯。LLC多諧振變換器的漏感是作為其中一個(gè)諧振電感或是諧振電感的一部分，本身就希望能將漏感

15、設(shè)計(jì)得大一些。在低頻場合通常難以設(shè)計(jì)出所需要的漏感而要外加一個(gè)諧振電感，而在高頻場合就比較容易設(shè)計(jì)出所需要的漏感。因此，這又是一個(gè)該電路適合用于超高頻場合的理由。3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果一個(gè)開關(guān)頻率1MHz以上的DC/DC變換器驗(yàn)證了該多諧振變換器工作原理和高頻適應(yīng)性。該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：輸入電壓Vin 135V；輸出電壓Vo 54V；輸出電流Io 03A；最低工作頻率f 1MHz；主開關(guān)S1及S2 IRFP250；整流二極管D1及D2 30CPQ150；變壓器T n=13（77），Lm=15H，Ls=6H；諧振電容Cs 4.4nF（在高頻下Cs的實(shí)際容量要小于該值）。圖4給出了該變換器在不同負(fù)載下的變換效率。其最高效率達(dá)到了89.5，滿載效率達(dá)到了88.7。圖5是輸入135V時(shí)的主要實(shí)驗(yàn)波形。圖5（a）是滿載（3A）時(shí)S2的vds和vgs波形，可以看到，S2的驅(qū)動(dòng)電壓vgs是在vds電壓下降到零后才開始上升的，因此，是零電壓開通。S1的vds和vgs波形也是類似的，這里不一一給出了。圖5（b）是原邊的諧振電壓和電流波形，每半個(gè)周期有兩個(gè)諧振過程，分別是Cs和Ls的諧振、Cs和（LsLm）的諧振。圖5