電源設(shè)備中常用的四種變換電路

1、    電源設(shè)備中常用的四種變換電路摘要：實現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導放大器-電容(OTAC)連續(xù)時間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設(shè)計和具體實現(xiàn)，使用外部可編程電路對所設(shè)計濾波器帶寬進行控制，并利用ADS軟件進行電路設(shè)計和仿真驗證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為126 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于05 dB，采用18 V電源，TSMC 018m CMOS工藝庫仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。關(guān)鍵詞：ButteDC/DC變換將一種直流電壓變換成另一種（固定或可調(diào)的）直流電壓稱為DC/DC變換（亦稱

2、直流變換器）。這種技術(shù)被廣泛地應用于無軌電車、地鐵列車、蓄電池供電的機動車輛的無級變速中，從而獲得平穩(wěn)地加速、減速、快速響應的性能，80年代興起的電動汽車就是一例。下面介紹利用自關(guān)斷器件構(gòu)成的典型DC/DC變換電路。最基本的斬波電路如圖形3.1所示，斬波器負載為R，當開關(guān)S合上時，uo=uR=Ud,并持續(xù)t1時間。當開關(guān)切斷時uo=uR=0,并持續(xù)t2時間，T=t1t2為斬波器的工作周期，斬波器的輸出波形見圖3.1(b)。若定義斬波器的占空比D=t1/T,則從波形圖可以獲得輸出電壓平均值為圖3.1降壓斬波電路原理（a）電路(b)波形 若忽略開關(guān)的損耗，則輸入功率Pi應與輸出功率相等，

3、即從直流電源側(cè)看的等效電阻Ri為Ri=Ud/Ioa=Ud/(DUd/R)=R/D(3.3)由式3.1可知，當占空比D從零變到1時，輸出電壓平均值從零變到Ud，其等效電阻也隨著D而變化。t1為斬波器導通時間，T為通斷周期，通常斬波器的工作方式有兩種：（1）脈寬調(diào)制工作方式：維持T不變，改變t1。（2）脈頻調(diào)制工作方式：維持t1不變，改變T。普遍采用的是脈寬調(diào)制方式。因為頻率調(diào)制方式，容易產(chǎn)生諧波干擾，而且濾波器設(shè)計也比較困難。3.1降壓式（Buck）變換器圖3.1所示的直流變換器在使用時輸出紋波較大，為降低輸出紋波，在輸出端接入電感L、電容C濾波電容，如圖3.2（a）所示，圖中V2為續(xù)流二極管。

4、這就是降壓（Buck）式變換器，其輸出電壓平均值Uo總是小于輸入電壓Ud。通過電感中的電流（iL）是否連續(xù)，取決于開關(guān)頻率、濾波電感L和電容C的數(shù)值。圖3.2降壓式（Buck）變換器（a）電路(b)波形當電路工作頻率較高，若電感和電容量足夠大并為理想元件，電路進入穩(wěn)態(tài)后，可以認為輸出電壓為常數(shù)。當晶體管V1導通時，電感中電流呈線性上升，因而UdUoa=L(iomaxiomin)/ton=Lion/ton式中ton是晶體管導通時間。當晶體管截止時，電感中電流不能突變，電感上感應電動勢使二極管導通，這時Uoa=L(iomaxiomin)/toff=Lioff/toff式中toff為晶體管截止時間。

5、在穩(wěn)態(tài)時ion=ioff=i。因為電感濾波保持了直流分量，消除了諧波分量。輸出電流平均值為Ioa=(iomaxiomin)/2=Uoa/RL(3.4)3.2升壓式（Boost）變換器圖3.3為升壓式變換器，它由功率晶體管V1、儲能電感L、二極管V2及濾波電容C組成。當晶體管導通時，電源向電感儲能，電感電流增加，感應電動勢為左正右負，負載Z由電容C供電。當V1截止時，電感電流減小，感應電動勢為左負右正，電感中能量釋放，與輸入電壓順極性一起經(jīng)二極管向負載供電，并同時向電容充電。這樣把低壓直流變換成高壓直流。其輸出電壓平均值將超過電源電壓Ud其電路的工作波形如圖3.3(c)所示。在電感電流連續(xù)的條件

6、下，電路工作于圖3.3（b）所示的兩種狀態(tài)。圖3.3升壓式(Boost)電路(a)電路；(b)等效電路；（c）波形圖3.4升/降壓式電路(a)電路；(b)等效電路；(c)波形（1）當晶體管導通、二極管截止（即0tt1=DT）期間，t1=0DT，t=0時刻，V1導通，電感中的電流按直線規(guī)律上升Ud=L(I2I1)t1=LI/t1(3.5)（2）當晶體管由導通變?yōu)榻刂梗磘1tT）期間，電感電流不能突變，產(chǎn)生感應電動勢迫使二極管導通，此時UoaUd=LI/t2,t2=DTT=(1D)T則I=Udt1/L=(UoaUd)t2/L將t1=DT,t2=(1D)T代入上式，則求得Uoa=Ud/(1D)(3

7、.6)式3.6表明，BoostDC/DC變換器是一個升壓斬波器。當D從零趨近于1時，Uoa從Ud變到任意大。同理可求得輸入電流I=Ioa/(1D)(3.7)T=ILUo/Ud(UoaUd)(3.8)I=Ud(UoaUd)/fLUoa=UdD/fL(3.9)式中f為開關(guān)轉(zhuǎn)換頻率。若忽略負載電流脈動，那么0,t1期間，電容上泄放的電荷量，反映了電容峰峰電壓脈動量，亦即輸出電壓uo的脈動量(3.10)Uc=Ioa(UoaUd)/UoafC=IoaK/fC,K=(UoaUd)/Uoa(3.11)3.3升/降壓式（BuckBoost）變換器圖3.4（a）為BuckBoost電路，這是降壓升壓混合電路，其

8、輸出電壓可以小于輸入電壓Ud，也可以大于輸入電壓，而輸出電壓極性與輸入電壓相反。其工作波形示于圖3.4(c)。在電感電流iL連續(xù)條件下，BuckBoost電路工作于圖3.4(b)所示的兩種狀態(tài)。經(jīng)分析推導，可以得出輸出電壓平均值為Uoa=UdD/(1D)(3.12)同前面分析一樣，可得Io=IoaD/(1D)(3.13)4AC/AC變換在需要不同于市電頻率或頻率可變的交流電源的場合，通常采用AC/AC變換電路。41AC/AC變換的基本原理圖4.1（a）所示為AC/AC變換器的原理電路圖。實際上是由正組（P）雙半波變流器和負組（N）雙半波變流器反并聯(lián)組成的。正組由V1和V2組成，負組由V3和V4

9、組成。當正組工作時，分別觸發(fā)V1和V2使之導通，負載上獲得正向電壓。而負組工作時，對V3和V4觸發(fā)使之導通，負載上獲得反向電壓。現(xiàn)以電阻性負載為例，并假定兩組變流器不同時工作。（1）整半周工作方式假定輸出交流電壓的頻率(fo)為電源頻率（fs）的1/3，即To=3Ts。為此在輸出的前半周期內(nèi)（To/2）,讓正組變流器工作3個電源電壓整半周，在此期間內(nèi)負組變流器被封鎖；然后在輸出的后半周期內(nèi)，讓負組變流器導通3個電源整半周，在此期間內(nèi)正組變流器停止工作，這樣可以獲得如圖4.1（b）所示的波形，其輸出電壓中的基波分量的頻率為電源頻率的1/3，即fo=fs/3，以此類推。按整半周工作方式，輸出頻率是

10、不能連續(xù)可調(diào)的，而且輸出電壓中包含大量的諧波。（2）調(diào)制工作方式若每個電源半周期不是整半周期導通，而是控制不同，讓輸出電壓按理想的正弦進行調(diào)制，則能獲得如圖4.1（c）所示的波形，其輸出電壓中的基波頻率仍然為電源頻率的1/3，但其輸出波形，比圖4.1(b)更接近正弦波，其諧波含量降低。這種工作方式是實際AC/AC變換器所采用的。（3）高頻工作方式這種工作方式不同于前述的兩種，在1個電源電壓的半周期內(nèi)，兩組變流器要輪流工作多次，當圖4.1(a)的晶閘管用自關(guān)斷器件代替時，就可以實現(xiàn)這種工作方式，而且要求先封鎖已導通的變流器，然后才能使另一組變流器投入工作。若在1個電源電壓周期里，以高速率切換兩組

11、變流器，使其輪流工作，則能獲得如圖4.1（d）所示的波形，并稱它為高頻工作方式。圖4.1AC/AC變換原理電路（a）電路；(b)整半周方式；(c)調(diào)制方式；(d)高頻方式4.2調(diào)制工作方式的實現(xiàn)現(xiàn)以單相單相直接變頻電路為例說明調(diào)制工作方式的原理及其實現(xiàn)方法。圖4.2為單相橋式AC/AC變換電路。為了在負載一獲得交變電壓，可以交替地讓正組變流器和負組變流器輪流工作，并控制的大小，使得輸出電壓的平均值按正弦規(guī)律變化。在半周期內(nèi)，先讓控制角由大變小，再由小變大，則輸出電壓的平均值將按低頻正弦的規(guī)律變化。設(shè)理想的輸出電壓為(4.1)變流器輸出電壓平均值的基本公式為uo=(pUm/)sin（/p）cos(4.2)式中p為脈波個數(shù)。變流器輸出電壓同觸發(fā)角之間符合余弦函數(shù)關(guān)系。圖4.2(a),p=2,sin（/2）=1,則uo=(2Um/)cos，將所希望的輸出電壓波形ur=Ursin0t同us=（2Um/）cosst進行比較，從而求得對應輸出電壓每瞬時的觸發(fā)角大小，如圖4.2（b）所示的那樣，該圖對應電阻性負載，兩組變流器均工作于整流方式。為了保證兩組中的晶閘管不同時導通，兩組之間切換時要留有一定的間隙時間to（大于器件的關(guān)斷時間），在這期間，兩組均不工作。圖4.2調(diào)制工作方式原理（a）電路；(b)波形圖4.3三相半