采用LCL濾波器的三相三電平并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)_圖文

1、采用LCL 濾波器的三相三電平并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)郭小強(qiáng), 王寶誠(chéng), 孫孝峰, 吳俊娟（電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(燕山大學(xué) ，河北省 秦皇島市 066004）摘 要：并網(wǎng)逆變器輸出采用LCL 濾波器可以有效抑制高頻諧波，從而滿足IEEE 標(biāo)準(zhǔn)對(duì)并網(wǎng)電流諧波的要求。然而，LCL 濾波器的引入導(dǎo)致系統(tǒng)穩(wěn)定性降低。為了解決該問(wèn)題，提出一種基于并聯(lián)無(wú)源阻尼的控制方案。首先介紹了三相三電平并網(wǎng)逆變器的工作原理，然后建立了系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上根據(jù)RouthHurwitz穩(wěn)定判據(jù)進(jìn)行系統(tǒng)穩(wěn)定性分析，得出并聯(lián)電阻值和系統(tǒng)參數(shù)之間的關(guān)系，最后在MATLAB/Simulink環(huán)境下對(duì)控制方案進(jìn)行驗(yàn)

2、證。仿真結(jié)果表明，該方案可有效解決LCL 諧振引起的不穩(wěn)定問(wèn)題，同時(shí)保證并網(wǎng)電流諧波含量滿足IEEE 標(biāo)準(zhǔn)。關(guān)鍵詞：三相三電平；并網(wǎng)逆變器；LCL 濾波器；穩(wěn)定性；無(wú)源阻尼0 引言全球經(jīng)濟(jì)增長(zhǎng)引發(fā)的能源消耗達(dá)到了前所未有的程度。傳統(tǒng)化石燃料過(guò)度消耗引起的全球變暖以及生態(tài)環(huán)境失衡等問(wèn)題給人類帶來(lái)了更大的生存威脅。世界各國(guó)紛紛開(kāi)始可再生能源的利用通過(guò)可再生能源來(lái)改變?nèi)祟惖哪茉唇Y(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)長(zhǎng)遠(yuǎn)的可持續(xù)發(fā)展。太陽(yáng)能作為一種分布廣泛、取之不盡、用之不竭的綠色無(wú)污染清潔能源，日益受到人們的關(guān)注。據(jù)國(guó)際能源機(jī)構(gòu)IEA (International Energy Agency 統(tǒng)計(jì)數(shù)據(jù)1，1992年至2009年

3、之間，光伏發(fā)電系統(tǒng)容量呈逐年遞增趨勢(shì)，如圖1所示。其并網(wǎng)型光伏系統(tǒng)增長(zhǎng)趨勢(shì)較快，是目前廣泛采用的發(fā)電方式。為了實(shí)現(xiàn)光伏系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行，需要通過(guò)電力電子裝置進(jìn)行功率變換2。其中，逆變器作為光伏系統(tǒng)和電網(wǎng)之間的接口，起著至關(guān)重要的作用3。通過(guò)逆變器的控制不僅可以保證光伏并網(wǎng)系統(tǒng)高質(zhì)量地向電網(wǎng)輸送功率，在電網(wǎng)故障時(shí)還可以實(shí)現(xiàn)有效的孤島保護(hù)4。傳統(tǒng)并網(wǎng)逆變器輸出端一般安裝濾波電感衰減PWM 產(chǎn)生的高頻諧波。為了滿足諧波注入標(biāo)準(zhǔn)，通常需要選取較大的濾波電感，體積大，成本高，且影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。為了解決該問(wèn)題，可采用LCL 三階濾波器5。若濾波指標(biāo)(截止頻率 確定，LCL 濾波器電容取值越大，則電感越小，

4、不僅可以減小電感體積降低成本，而且可以提高系統(tǒng)響應(yīng)速度。圖1 19922009年光伏發(fā)電容量1Fig. 1 PV power capacity in 19922009然而LCL 濾波器通常會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。此時(shí)可采用阻尼方式增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。一般將阻尼方式分為無(wú)源阻尼(Passive damping和有源阻尼(Active damping兩類。典型的無(wú)源阻尼在LCL 濾波器的電容上串聯(lián)電阻，原理簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)，但電阻的存在消耗功率。有源阻尼雖然比無(wú)源阻尼復(fù)雜，但不存在損耗。有源阻尼一般采用LCL 濾波器的電壓或電流做反饋量，如電容電壓反饋、電容電流反饋6。值得注意的是，系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率較低時(shí)，系統(tǒng)控

5、制帶寬受到限制，若控制帶寬低于LCL 諧振頻率，采用有源阻尼方案失效，必須采用無(wú)源阻尼7。本文研究一種采用LCL 濾波器的三電平光伏并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)方法。不同于傳統(tǒng)的串聯(lián)型無(wú)源阻尼，本文采用并聯(lián)型無(wú)源阻尼，詳細(xì)分析了系統(tǒng)控制參數(shù)和并聯(lián)阻尼對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，最后通過(guò)了仿真驗(yàn)證。1 系統(tǒng)原理三相光伏并網(wǎng)逆變器原理如圖2所示。其中，主電路采用中點(diǎn)鉗位三電平拓?fù)洌涮攸c(diǎn)主要包括：器件電壓應(yīng)力較小，每個(gè)功率器件承受1/2母線電壓。電平數(shù)多，改善了輸出電壓波形。該拓?fù)淇捎行б种乒夥到y(tǒng)中的漏電流8。 圖2 三電平光伏并網(wǎng)逆變器原理圖Fig.2 Schematic of three-level PV g

6、rid-connectded inverter 調(diào)制波和載波 (p u 開(kāi)關(guān)邏輯 時(shí)間 (sU a n (p u 圖3 系統(tǒng)工作波形Fig.3 Waveforms of system operation下面以a 相為例對(duì)系統(tǒng)工作原理進(jìn)行分析。如圖3所示，當(dāng)調(diào)制信號(hào)大于載波1和載波2時(shí)，開(kāi)關(guān)1a S 、2a S 導(dǎo)通，3a S 、4a S 關(guān)斷，此時(shí)a 相輸出電壓an U 為直流母線電壓的1/2。當(dāng)調(diào)制信號(hào)小于載波1和載波2時(shí)，開(kāi)關(guān)1a S 、2a S 關(guān)斷，3a S 、4a S 導(dǎo)通，此時(shí)a 相輸出電壓an U 為直流母線電壓的-1/2。當(dāng)調(diào)制信號(hào)小于載波1且大于載波2時(shí)，開(kāi)關(guān)2a S 、3a

7、 S 導(dǎo)通，1a S 、4a S 關(guān)斷。此時(shí)a 相輸出電壓an U 為0。2 控制方案分析圖2中，直流母線電壓逆變經(jīng)LCL 濾波后接至電網(wǎng)G U ，通過(guò)調(diào)節(jié)輸出電流實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)發(fā)電。忽略直流母線電壓波動(dòng)、開(kāi)關(guān)死區(qū)等因素影響，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率較高且逆變器PWM 工作在線性調(diào)制區(qū)時(shí)，圖2中的非線性控制系統(tǒng)可以由圖4表示。為了抑制LCL 濾波器諧振引起不穩(wěn)定問(wèn)題，本文采用網(wǎng)側(cè)電感L 2并聯(lián)無(wú)源阻尼方式，對(duì)應(yīng)的系統(tǒng)控制模型如圖5所示。根據(jù)圖5可知：( ( ( ( ( ( 1( ( 1( (o R G KC s F s H s F s I s I s U s KC s F s KC s F s =+ (1其中 2

8、23212212212( ( L s R F s L L R Cs L L s R L L s+=+21( 1H s L Cs =+設(shè)電流調(diào)節(jié)器( p C s k =，根據(jù)上式可知系統(tǒng)特征方程如下：32p p D s L L R Cs L L s R L R L Kk L s KkR =+= (2根據(jù)RouthHurwitz穩(wěn)定判據(jù)，三階系統(tǒng)穩(wěn)定的充分必要條件為：0 0,1, 2,3i a i >= 12030a a a a > (3根據(jù)式(2和(3可知，若要保證系統(tǒng)穩(wěn)定，則有：12222( /0p p L L Kk CR Kk L R +> (4 將式(4化簡(jiǎn)，可得：max

9、 R <由式(5可以看出，比例系數(shù)越小，保證系統(tǒng)穩(wěn)定所需的并聯(lián)電阻越大，系統(tǒng)損耗越小。然而，比例系數(shù)越小，系統(tǒng)輸出電流穩(wěn)態(tài)誤差越大。為了解決該問(wèn)題，本文采用比例諧振控制：222200( i p k s N s C s k s s =+=+ (6 其中，22( p i p N s k s k s k =+將式(6帶入式(1可知，220220220( ( ( ( ( ( ( ( ( o R G KN s F s I s I s s KN s F s H s F s s U s s KN s F s =+ (7 根據(jù)式(7可知，選擇比例諧振控制中的參數(shù)0與參考電流( R I s 和電網(wǎng)電壓(

10、G U s 頻率相同時(shí)，第式(7中第一項(xiàng)系數(shù)為1，第二項(xiàng)系數(shù)為0，即( ( o R I s I s =，輸出電流等于參考電流，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)輸出電流的無(wú)靜差控制。 圖4 系統(tǒng)控制模型 Fig.4 System control model 圖5 并聯(lián)無(wú)源阻尼控制模型Fig.5 Control model with parallel passive damping 然而，在比例控制基礎(chǔ)上加入諧振控制后，系統(tǒng)特征方程階數(shù)將由三階增加為五階，根據(jù)RouthHurwitz穩(wěn)定判據(jù)可知，特征方程階數(shù)越高，約束條件越嚴(yán)格，穩(wěn)定裕度越小。下面分析加入諧振控制后對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。系統(tǒng)參數(shù)見(jiàn)第2節(jié)，根據(jù)式(5可知，

11、采用比例控制時(shí)(k p =0.01, max 24.58R <。圖6給出采用比例控制時(shí)系統(tǒng)的根軌跡。和理論分析一致，當(dāng)阻尼電阻為24.58歐時(shí)，系統(tǒng)極點(diǎn)在虛軸上，說(shuō)明系統(tǒng)處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)。電阻越小，系統(tǒng)極點(diǎn)離虛軸越遠(yuǎn)，系統(tǒng)穩(wěn)定裕度越大。 -2-1-0014R eal AxisI m a g i n a r y A x i s圖6 根軌跡(比例控制Fig.6 Root locus with proportional control 圖7給出比例諧振控制時(shí)(k p =0.01，k i =10系統(tǒng)的根軌跡。和圖6相比，在比例基礎(chǔ)上加入諧振控制后，系統(tǒng)極點(diǎn)向右半平面移動(dòng)，當(dāng)阻尼電阻為24.58歐

12、時(shí)系統(tǒng)已處于不穩(wěn)定狀態(tài)。和上文理論分析一致，諧振控制的引入導(dǎo)致系統(tǒng)特征方程階數(shù)增加，系統(tǒng)穩(wěn)定裕度下降。為保證系統(tǒng)具有足夠的穩(wěn)定裕度，并兼顧降低阻尼電阻引起的功率損耗，本文選擇并聯(lián)電阻為20歐。-1-0014R ea l AxisI m a g i n a r y A x is圖7 根軌跡(比例諧振控制Fig.7 Root locus with proportional-resonant control3 仿真結(jié)果采用Matlab/Simulink對(duì)本文三相三電平光伏并網(wǎng)逆變器控制方案進(jìn)行仿真驗(yàn)證。系統(tǒng)參數(shù)如下：電網(wǎng)電壓380 V/50 Hz，直流母線電壓700V ，輸出相電流峰值50A ，輸出

13、功率23kW ，開(kāi)關(guān)頻率5kHz ，LCL 濾波器參數(shù)分別為1mH ，22uF 和1mH 。采用無(wú)源阻尼方式，網(wǎng)側(cè)電感并聯(lián)20歐電阻?？刂茀?shù)為k p =0.01，k i =10。仿真結(jié)果如下：時(shí)間 (s載波與調(diào)制波 (p u 時(shí)間 (s電壓U a n (V a 相并網(wǎng)電流 (A 電阻端電壓 (V 電阻電壓有效值 (V 11.2V 逆變器側(cè)電流 (A Frequency (HzM a g (% o f F u n d a m e n t a l 1608-1614.5 Marco Liserre, Frede Blaabjerg, Steffan Hansen.Design and contr

14、ol of an LCL-filter-based three-phase active rectifierJ. IEEE Transactions on Industry Applications, 2005, 41(5: 1281-1291.6 張憲平, 李亞西, 許洪華. LCL濾波的風(fēng)力發(fā)電網(wǎng)側(cè)變流器不同控制結(jié)構(gòu)下的性能研究J. 電力自動(dòng)化設(shè)備, 2009, 29(5: 30-34.7 P. Channegowda, V. John, Filter optimization for gridinteractive voltage source invertersJ. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57(12: 4106-4114. 8 T. Kerekes, R. Teodorescu, M. Liserre, et al. Evaluationof three