Agilent公司射頻測試基礎交流---頻譜儀

1、Agilent 測試交流會有關頻譜測試的介紹頻譜儀的介紹交流分3個部分,A.傳統(tǒng)類型的頻譜儀的組成結構與一般性測試要點。1.頻譜儀基于對信號的譜分析,可完成頻域參數(shù)測量,包括頻率,幅度,調(diào)制,失真,噪聲等參數(shù)。2.基于信號分析的方式不同,頻譜儀分為兩種類型:a.基于現(xiàn)代信號數(shù)字處理技術如FFT的Fourier transform (傅立葉變換型:簡略介紹,略過。b.基于傳統(tǒng)外差式信號處理的Swept-tuned(掃頻-調(diào)諧型。(重點介紹內(nèi)容工作方式:以外差式原理掃頻-調(diào)諧至待測頻段,被測信號下變頻到固定中頻后,通過可變帶寬IF濾波器作為頻域門取出待測信號進行測試。基本結構:如下圖。 簡略基本原

2、理:被測試信號經(jīng)過輸入衰減器調(diào)整,完成信號的輸入匹配和電平調(diào)整,使后續(xù)通道工作在合適的工作點,保證通道工作在最佳線型區(qū),對測試信號的附加影響最小。由Pre-select 或LPF類模塊在信號混頻前作處理,防止信號混疊(FT型或混頻鏡像(ST型。鋸齒電壓發(fā)生器與掃描時間關聯(lián),產(chǎn)生的鋸齒電壓送LO(VCO類電路,產(chǎn)生指定頻段頻率掃源。鋸齒電壓同時也送CRT顯示處理電路,經(jīng)處理后作為頻率軸/CRT陰極掃描驅(qū)動關聯(lián)高壓。測試信號濾波處理后通過混頻器變?yōu)楣潭ǖ闹蓄l信號(10.7M或21M?。IF信號通過增益級IF gain 以補償混頻插損。IF增益級與輸入衰減器關聯(lián),保持信號處理通道的總增益不變。IF濾

3、波器帶寬可調(diào),其3dB帶寬RBW直接影響對被測試信號的分辨能力。IF濾波器的另一個重要參數(shù)是矩形系數(shù),決定儀器對幅度差別較大,頻率相近信號的測試能力,典型值為10。通過IF濾波器的被測信號經(jīng)對數(shù)放大(補償IF插損,另外采用對數(shù)形式放大器的原因主要是后繼檢波電路和儀器采用的對數(shù)單位顯示模式,檢波,輸出反映信號特征的電壓信號輸出。Video filter 為LPF類處理電路,用于抑制檢波輸出電壓的抖動。最終測試信號的參數(shù)值在CRT 上顯示。關鍵儀器設置參數(shù):y RBW:相當于頻域的取樣門,決定對儀器對被測信號的分辨能力。f1f2f1f2f1f2圖1 RBW對信號測試的影響圖1顯示了對頻率分別為f1

4、和f2兩個頻差很小的信號不同RBW設置下的測試結果。中間的顯示曲線表明RBW的不正確設置(太寬使檢波器無法區(qū)分f1和F2兩個信號,測試的信號功率既不是F1信號的也不是F2信號的,而是兩者的混合。右邊的顯示曲線表明因為RBW的正確設置,使需要測試的F1信號通過IF濾波器正確地過濾出來,可得到準確的測試。經(jīng)驗公式:RBW<=(F2-F1/2。f2f2f1f2f1f1圖2 矩形系數(shù)對信號測試的影響圖2顯示了IF濾波器的矩形系數(shù)對頻差很小而且幅度相差很大的信號的測試影響。中間的曲線表明較低的矩形系數(shù)即使RBW帶寬設置正確也不能準確把要測試的F1信號取出。右邊的曲線表明只有高的矩形系數(shù),IF濾波器

5、才能正確過濾F1信號并得出準確的測試結果。一般IF濾波器的矩形系數(shù)為10。y VBW:視頻帶寬,決定了信號檢波輸出后級的視頻濾波器的帶寬。視頻濾波器為一個高階低通,此視頻帶寬可近似認為是視頻濾波器的截止頻率。檢波后的電壓輸出仍包含了較豐富的頻率分量,對顯示的測試曲線造成如抖動不易觀察,觀察誤差偏大等方面的影響。減小VBW可濾除檢波輸出信號中的高頻分量,方便信號的觀測。VBW帶寬的一般設置為RBW帶寬的310倍,也可選擇VBW與RBW關聯(lián)設置,由儀器自行決定兩者參數(shù)。y Sweep Time:掃描時間決定了在指定的SPAN寬度內(nèi),相應的本振掃源的頻率過渡時間。同時很重要的是,掃描時間也決定的檢波

6、電路的充放電周期。過短的掃描時間使檢波器充電時間不夠,輸出電壓信號不能反映測試信號的實際情況,過長的掃描時間則影響測試周期的長短。一般的,越小的RBW帶寬要求越長的掃描時間,同時掃描時間的長短越影響了測試結果的穩(wěn)定性,時間短數(shù)據(jù)刷新快,測試結果的正常抖動加快,時間長測試數(shù)據(jù)刷新慢,測試結果抖動小,便于讀數(shù)。y RF input ATT:與IF放大器關聯(lián)。輸入的測試信號強度可能會在一個較寬的范圍內(nèi)變化,而儀器內(nèi)部的通道負載,非線形等指標都是有一定范圍的,超過這個范圍,通道過載或非線形劣化會對測試結果帶來附加影響,得不到準確的測試結果。這樣,需要對輸入的信號強度在儀器內(nèi)通過ATT調(diào)整到一個合適的工

7、作點。對信號衰減處理后,要采取補償措施使信號強度不失真,則在混頻后加放大補償,以維持信號的強度恒定。但是放大過程由有源的放大器實現(xiàn),要帶來附加噪聲。近似為ATT增加10dB,儀器底噪增加10dB。故在測試中RF ATT的設置非常關鍵,一般是儀器動態(tài)與噪聲特性的折中考慮。y Average :測試結果均化處理,一般通過儀器內(nèi)部的CPU或DSP對多次的測試結果通過數(shù)學運算后得到。測試準確影響因素:頻率誤差影響因素與加權:a。Frequency Span 1%b。RBW 帶寬 15%c。殘留誤差(儀器系統(tǒng)誤差10HZd。頻率參考源誤差誤差結果舉例:2G信號,400KHz Span ,3KHz RBW

8、則測試誤差結果為:2G%(1.3%10-7+400K%1%+3K%15%+10=4720Hz 幅度誤差:由儀器通道頻響,參考電平,分辨率帶寬,RF ATT精度,顯示尺度(SPAN 與顯示跨度,檢波器線形,對數(shù)放大器精度等因素綜合引起,一般條件下幅度誤差范圍為+-1dB。儀器通道非線形的分析:儀器本身從本質(zhì)上看相當于一個接收系統(tǒng),也存在非線形因素。這個非線形因素對測試結果會造成較大影響,導致測試結果的不確定性,如通道過載產(chǎn)生的3階,5階失真。影響通道非線形的主要環(huán)節(jié)在于混頻器,輸入混頻器的測試信號過大,則混頻產(chǎn)物里會出現(xiàn)失真產(chǎn)物。RF input ATT起的作用之一就是限制送入混頻器的信號電平不

9、致使混頻器工作在非線形區(qū)域。簡單判別儀器是否過載并解決的辦法是觀察頻譜并調(diào)節(jié)RF input ATT。對寬帶信號可以簡單地觀察其譜形狀是否發(fā)生壓縮和擴譜,如有則加大ATT衰減量至上述現(xiàn)象消失,同時觀察信號幅度讀數(shù)是否不再隨ATT的調(diào)節(jié)發(fā)生變化即可。對單音信號則觀察其諧波是否存在,加大ATT至諧波消失,同時信號幅度讀數(shù)不再隨ATT的調(diào)節(jié)變化即可。頻譜儀的動態(tài)特征:對某些電路或網(wǎng)絡的測試要求大的動態(tài)范圍,如雙工器,腔體濾波器等。儀器的動態(tài)由兩個限制決定,高限取決于儀器的通道非線形,下限取決于儀器的噪聲特性。這兩個指標是相互制約的,在測試中是采取折中考慮的,介紹略。具體分析參考原來對RS公司FSIQ

10、7儀器的一些相關研究。附后,有興趣者可自行琢磨。B. HP89441A矢量信號分析儀一般性介紹。功能全面,傳統(tǒng)類型頻譜儀只能完成信號的頻域的測試,無法分析信號的相位特征。矢量分析儀可全面針對現(xiàn)在的數(shù)字調(diào)制信號處理完成信號的調(diào)制參數(shù)測試。C. Agilent 公司頻譜儀3大系列:ESA-E,856XEC,ESL-L,894*。特點介紹略過。附件:分析內(nèi)容1.FSIQ的動態(tài)特性WCDMA信號在頻譜特征上類似白噪聲,但在統(tǒng)計意義上分析,則兩者完全不同,一個關鍵的區(qū)別是在WCDMA信號中pilot symbol 的使用,其重復周期為625 us,可被所有的碼道識別,如果幾個信道同時發(fā)送這個pilot

11、symbol ,一個尖峰功率就會周期性的發(fā)生,同時因為這個原因,WCDMA里定義了一個數(shù)據(jù)偏移,允許不同碼道的數(shù)據(jù)有不同的延遲。圖2表明了碼道數(shù)和數(shù)據(jù)偏移對WCDMA下行鏈路信號功率水平互補累計概率分布函數(shù)的影響。 圖1 碼道數(shù)和數(shù)據(jù)偏移對下行信號CCPDF的影響WCDMA信號中因存在因碼道數(shù)目和數(shù)據(jù)偏移而造成一個功率特性的存在:峰值功率與平均功率,兩者的差別定義為峰值因子CF(Crest Factor,WCDMA信號典型的CF因子在12dB左右,實際的CF視碼道的數(shù)目和數(shù)據(jù)的偏移而變化,最大值可達18dB。這樣,在ACLR指標的測試上對測試設備的動態(tài)范圍要求相當苛刻。從一般信號處理的角度看,

12、儀器內(nèi)部的信號處理通道同被測試的信道一樣存在著本征(Inherent非線形因素,如混頻器和放大器的非線形,限制了被測信號可測功率的最大值。同樣儀器的熱噪聲等本征的噪聲因素限制了被測信號可測功率的最小值。從影響的產(chǎn)生角度上看,儀器內(nèi)部的非線形因素和噪聲共同作用,在未輸入測試信號的情況下在測試鄰道就存在Inherent Adjacent Channel Leakage Power(IACLP本征鄰道泄露功率,這個功率限制了儀器的測試動態(tài)范圍。為了準確測量ACLR ,被測功率和IACLP 之間需要有一個差值,如果兩者功率相同,那么測試結果會比真實值高3dB ,如果功率差值為6dB 則測試結果會比真實

13、值高1dB 。參見圖3,如果差值為9dB ,則誤差在0.5dB 以內(nèi),測試結果在這個差值下可以接受。 圖2 測試信號功率與IACLP 差值VS 測試誤差曲線表1 3GPP ACLR 系統(tǒng)指標要求 >50 dB10 MHz >45 dB 5 MHzACLR limit BS channel offset below the first or above thelast carrier frequency used從圖3和表1可知,如果要達到0.5dB 的測試誤差要求,同時參考基站發(fā)射機的最小ACLR 指標要求及CF 因子影響,頻譜分析儀的的鄰道動態(tài)范圍起碼要達到72dB ,隔道的動態(tài)

14、范圍要達到78dB 。如果是對發(fā)射機的各模塊的分立測試要求而言,這個指標還要更高。對儀器動態(tài)范圍的影響因素在于以下三個方面:1。 儀器內(nèi)部信道的線形負載能力影響2。 儀器內(nèi)部熱噪聲的影響3。 本振的相位噪聲影響以下對3者分別進行詳細分析。2.AMIQ+SMIQ 的組合特性動態(tài)范圍影響因素儀器內(nèi)部通道的線形負載能力對動態(tài)范圍的影響為方便分析,將FSIQ7的內(nèi)部信號處理通道結構示意如圖4。由通道結構框圖可知:影響通道線形負載能力的關鍵電路單元包括:1。RF 測試信號輸入衰減器(位于Input Mixer 之前,圖中未畫出2。輸入混頻器(Input Mixer 3。通道增益補償放大器 圖3 FSIQ

15、7內(nèi)部信號處理通道結構簡圖注1:圖3中未表示出輸入信號衰減器和顯示級模塊框圖。顯示級模塊包括對數(shù)檢波器,對數(shù)放大器,顯示帶寬濾波器等單元。注2:為分析方便,將RBW1前的通道稱為STAGE1。因?qū)斎爰夒娬{(diào)衰減器在實際測試條件中的設置關系,可認為本衰減器對通道的非線形貢獻不大,可忽略影響。在整個通道中,因帶寬變換的影響(5MHz t50KHz非線形主要由STAGE1貢獻。STAGE1的通道增益補償放大器工作在固定增益條件下,可保證工作在線形區(qū),影響略去。輸入混頻器的指標參數(shù)決定了內(nèi)部通道的鄰道功率泄露的TOI指標值,這個本征TOI指標對通道的非線形指標起決定作用,可加到儀器測試端口的輸入混頻器

16、進行變頻處理而不在鄰道產(chǎn)生額外的頻譜失真(功率泄露的信號最大功率值與其直接相關。鄰道功率泄露TOI指標與雙音測試中的TOI概念有所不同,但有一點是完全一致的:傳輸信道的功率增加1dB,則在鄰道的泄露功率增加3dB。FSIQ儀器的測試統(tǒng)計數(shù)據(jù)分析表明,在CF因子為11dB的典型條件下,儀器的鄰道功率泄露TOI值比通道的TOI大8個dB注3。FSIQ7的TOI在WCDMA頻段內(nèi)的指標為20dBm,當加到測試端口輸入混頻器的RF功率為-10dBm時,由于儀器內(nèi)部信號通道非線形引起的ACPR值為:ACPR=(TOI+8dB×2 Pin = 28 ×2+10 = 76dBc其中Pin

17、 = 加入FSIQ7信號輸入端口的電平減去輸入衰減器設置值,即到達輸入混頻器的信號電平。由通道非線形失真引起的絕對ACPR則為86dBm(ACPR input level 。Pin與IACLR(Spectral Regrowth,通道非線形引起的關系曲線如下圖:因通道非線形引起的本征鄰道功率泄露隨輸入混頻器功率增大而呈對數(shù)線形增加。圖4 Pin VS IACLR（ Spectral Regrowth） 特性曲線 熱噪聲特性： 儀器可測試的最小功率 （動態(tài)低端）由內(nèi)部信號通道的本征熱噪聲底和本振的相位噪聲底決定。 FSIQ7內(nèi)部的熱噪聲功率通過熱噪聲指數(shù)NF來表征。通常用10Hz或1Hz分辨率帶

18、寬條件下的顯示平均噪聲電平 （DANL）來代替NF。由于作了平均處理和對數(shù)比例顯示處理，需要做一個附加修正處理，顯示出來的的DANL比 噪聲功率要低2.5dB左右。那么在測試的指定帶寬內(nèi)，儀器內(nèi)部的信道噪聲功率可以表示為： CHPWRnoise = DANL+2.5dB+10log（5%106Hz/10Hz 注：FSIQ手冊提供的DANL指標為10Hz分辨率帶寬下的結果，需通過變換處理變?yōu)?M帶寬下的等效噪聲功 率。 FSIQ7提供的DANL為-148dBm，等效為5M帶寬條件下的-88.5dB噪聲功率，假設輸入第一混頻器的信號功率 為-10dBm，那么儀器內(nèi)部的本征ACLR指標應為為 -78

19、.5dB（未考慮相位噪聲影響）。 顯然，從噪聲的一般特性可知，輸入混頻器信號的電平值越高，熱噪聲帶來的影響越小。以下為Pin 與 IALCR（熱噪聲引起）關系如下圖： 因通道熱噪聲引起的本征鄰道功率泄露隨輸入混頻器功率增大而呈對數(shù)線形減小。 圖5 Pin VS IALCR（Thermal Noise）曲線 相位噪聲特性： 由于內(nèi)部本振相位噪聲引起的ACP可通過在頻率偏移范圍：2.952MHz7.048MHz內(nèi)的鄰道相位噪聲指標進行 估算。5MHz帶寬條件下，相位噪聲引起的信道噪聲功率可以表示為： CHPWRphasenoise = Lc + 10log（5 % 106） Lc = 1Hz帶寬的

20、相位噪聲系數(shù)，單位dBc FSIQ7的典型Lc 值為-147dBc，這樣鄰道內(nèi)的等效相位噪聲功率為-80dBc。 相位噪聲屬穩(wěn)定噪聲，在工作溫度不變的情況下不隨測試信號參數(shù)改變而變化。 以下為Pin與IACLR（Phase Nosie）關系曲線。 圖6 Pin VS IALCR（Phase Noise ） 三者的綜合作用 通道非線形，熱噪聲，相位噪聲3種影響因素對IACLR的作用線形疊加，合成結果即是儀器總的本征鄰道泄露 功率。參見下圖： 圖7 鄰道IACLR VS Pin 曲線 從上圖可以看出，在輸入混頻器的功率小于11.6dB條件下，通道熱噪聲影響對本征鄰道功率泄露的作用是主 要的，而這時

21、因輸入功率較小，非線形引起的功率泄露不起主要作用。在輸入功率大于11.6dB條件下，因非線形 引起的本征鄰道功率泄露快速增長，熱噪聲的影響因信號幅度較大，不再起主要作用。在功率變化過程中，相位噪 聲的影響始終是隨溫度恒定的。儀器的IACLR在熱噪聲和非線形曲線的相交點附近（兩曲線斜率不一致）存在最小 值：75dB。 從理論推導上可以發(fā)現(xiàn)，在第一隔道內(nèi)因頻率的關系，3階交調(diào)產(chǎn)物在此并不出現(xiàn)，取而代之的是5階的交調(diào)產(chǎn) 物，同時因為混頻器的5階輸入TOI遠大于3階TOI，故在同樣的輸入電平范圍內(nèi)，5階非線形引起的本征鄰道功率泄 露幅度是相當小的，甚至可以不予考慮，這個時候主要是熱噪聲和相位噪聲影響第

22、一隔道的IACLR指標，見下圖。 IACLR最小值82dB出現(xiàn)在Pin=2dB情況下，從理論上可認為FSIQ7的隔道動態(tài)范圍能到達82dB。 圖8 第一隔道IACLR VS Pin 曲線 對儀器通道的一般性分析 在儀器測試過程中有幾個關鍵設置參數(shù)需要考慮的，包擴： A. 輸入級信號衰減器 B. 分辨率帶寬 C. 視頻帶寬 D. 參考電平 E. 均化操作 以下結合通道的物理特性對參數(shù)分別給于討論。 輸入級信號衰減器 輸入信號衰減器（Input Attenuator,IA）直接決定了進入輸入級混頻器的信號強度，從上面的分析可知，儀器 內(nèi)部信號通道的非線形直接與此相關，決定了IACLR的變化趨勢與范圍。FSIQ7的IA是根據(jù)輸入信號在CW狀態(tài)下 的強度進行調(diào)整的，與信號帶寬無關?？紤]到CF因子的影響，IA的設置應該根據(jù)被測信號的峰值功率來進行設 置，同時要保證Pin小于RBW1的1dB增益壓縮點10dB左右，這樣可保證通道非線形的影響最小。