第二章下直流提升機調(diào)速系統(tǒng)控制

1、2.3 直流提升機調(diào)速系統(tǒng)計算機控制算法對于一個具體的直流提升機系統(tǒng)來說，通常總存在著一些不可變部分，例如直流電動機、晶閘管供電電路、機械傳動等，都是事先已確定了的，不可能隨意改變。要實現(xiàn)直流提升機調(diào)速系統(tǒng)的計算機控制，首先遇到的就是設(shè)計問題。計算機控制系統(tǒng)的設(shè)計包括兩個任務(wù)：其一是設(shè)計系統(tǒng)的硬件，其二是設(shè)計控制算法，即軟件設(shè)計。前者是指選擇系統(tǒng)各環(huán)節(jié)的電路和參數(shù)值，選擇輸入量的檢測裝置以及控制計算機的機種和接口等，使其與不可變部分（或稱固有部分），組成一個完整的控制系統(tǒng)。后者則主要指確定采用的控制規(guī)律，選擇各控制參數(shù)，并以程序的形式輸入計算機。有關(guān)硬件設(shè)計內(nèi)容在2.2小節(jié)中已經(jīng)作了詳細(xì)討論，

2、本節(jié)將以電樞電流單向、勵磁電流換向的直流提升機調(diào)速系統(tǒng)為例（如圖2-3-1所示），討論如何用計算機程序來實現(xiàn)直流提升機調(diào)速系統(tǒng)中電樞電流、轉(zhuǎn)速、勵磁電流的控制、可逆系統(tǒng)無環(huán)流控制以及觸發(fā)脈沖的產(chǎn)生（即圖2-3-1虛框里的功能）。圖2-3-1電樞電流單向、勵磁電流換向的直流提升機調(diào)速系統(tǒng)原理結(jié)構(gòu)2.3.1直流提升機控制軟件設(shè)計概述關(guān)于軟件設(shè)計，即選擇控制規(guī)律和控制參數(shù)，與模擬連續(xù)系統(tǒng)綜合校正方法的步驟基本相似。在對連續(xù)系統(tǒng)進行綜合時，設(shè)計者根據(jù)對控制系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能提出的要求，在時域中即是對動態(tài)誤差（或誤差系數(shù)）、階約響應(yīng)的調(diào)節(jié)時間、超調(diào)量和振蕩次數(shù)等的要求，在已知不可變部分的情況下，設(shè)計出系

3、統(tǒng)的校正，使系統(tǒng)的實際性能指標(biāo)達到預(yù)期的要求。對于計算機控制系統(tǒng)，模擬校正裝置由數(shù)字計算機代替，模擬校正裝置擔(dān)負(fù)的計算和控制任務(wù)將由計算機來完成。因此，選擇校正裝置的結(jié)構(gòu)和參數(shù)的工作就轉(zhuǎn)變?yōu)樵O(shè)計由計算機實現(xiàn)的控制算法和控制程序。在用模擬調(diào)節(jié)器對直流提升機進行控制時，各項控制是同時進行的。在用數(shù)字計算機實現(xiàn)上述控制時，由于計算機在任一時刻只能做一項工作，所以各項控制是分時進行的。計算機控制系統(tǒng)在實際上是一個混合系統(tǒng)，既可以在一定的條件下近似的看成一個模擬系統(tǒng)，用模擬系統(tǒng)的分析方法進行分析和綜合，再將設(shè)計結(jié)果離散化，轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字計算機的控制算法。也可以把系統(tǒng)經(jīng)過適當(dāng)?shù)淖儞Q，變?yōu)榧兇獾碾x散系統(tǒng)，用Z變

4、換等工具進行分析和綜合，直接設(shè)計出控制算法。下面簡要敘述一下兩種方法的基本設(shè)計思想。1、“模擬系統(tǒng)”設(shè)計法當(dāng)采樣頻率足夠高時，采樣系統(tǒng)中物理量的變化特性接近于連續(xù)變化的模擬量，就可以忽略采樣開關(guān)和保持器，把實際的采樣系統(tǒng)看成是一個連續(xù)系統(tǒng)。這時就可以直接引用模擬系統(tǒng)的設(shè)計方法在S域中設(shè)計校正裝置，在利用S域到Z域離散化方法求得校正裝置的離散傳遞函數(shù)D(Z).采用“模擬系統(tǒng)”設(shè)計方法的根據(jù)是shannon采樣定理：當(dāng)采樣頻率大于或等于原信號中所含最高頻率的二倍時，才能夠通過理想的濾波器把原信號無畸變地恢復(fù)系統(tǒng)的特性。在實際的控制系統(tǒng)中，考慮到其他因素的影響，通常把采樣頻率選為原信號中最高頻率的4

5、10倍，否則很難得到理想效果。用“模擬系統(tǒng)”設(shè)計方法求出校正裝置以后還必須進行離散化處理，求得離散算式，由計算機實現(xiàn)控制運算。通常有下列幾中離散化處理方法：（1）由傳遞函數(shù)D(S)求出對應(yīng)的輸出量和輸入量的微分方程式，再用差分方程式代替微分方程，即可求得輸出的離散化算式。例如已知 其對應(yīng)的微分方程為 用U(n)-U(n-1)/T代替u(t),并設(shè)u(0)=0,則有(2)部分分式法。若D(S)可以寫成部分分式的形式，即 則可根據(jù)拉氏變換與Z變換的關(guān)系查表求得D(z),即式中T是采樣周期。由D(Z)即可求得離散算式。例如已知則 故得 (3)零極點匹配法時間域的采樣操作，其效應(yīng)是直接將S域函數(shù)的極點

6、根據(jù)公式映射到Z域。通常D(S)_的極點個數(shù)多于零點個數(shù)，我們可以把D(S)看成除有m個有限零點外，還具有n-m個無限零點，無限零點映射到Z平面時就位于Z=-1處。D(S)總可以通過因式分解成下面的形式，即根據(jù)上式將D(S)的零極點映射到Z平面，其轉(zhuǎn)換關(guān)系是：或或 在Z=-1處加上足夠的零點，使零極點數(shù)相等。2、“離散系統(tǒng)”設(shè)計法“連續(xù)系統(tǒng)”設(shè)計法把實際的離散控制系統(tǒng)視為連續(xù)控制系統(tǒng)，其實際性能指標(biāo)與理論值必然存在差異，所以這種設(shè)計方法是一種近似的設(shè)計方法。而“離散系統(tǒng)”設(shè)計法，即直接在離散域中進行設(shè)計，避免了上述的近似性，從而也不再存在采樣頻率對設(shè)計結(jié)果的影響。有三種離散域的分析方法可以用來

7、對系統(tǒng)進行綜合：（1）根軌跡法。即在Z平面內(nèi)配置適當(dāng)?shù)牧銟O點位置，使系統(tǒng)的性能指標(biāo)達到預(yù)期的要求，從而求得D(S).（2）頻率法。把綜合或校正問題由S平面轉(zhuǎn)換到W平面，由伯德圖求得D(S).（3）解析法。用解析法對離散系統(tǒng)進行設(shè)計是50年代發(fā)展起來的一種設(shè)計方法，它的基本出發(fā)點是將期望的閉環(huán)系統(tǒng)的行為預(yù)先出來，再通過解析運算求出控制器的傳遞函數(shù)。2.3.2電樞電流控制算法在圖2-3-1所示的電樞電流單向、勵磁電流換向的直流提升機調(diào)速系統(tǒng)中，電流給定通常是轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出，電流反饋信號經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換獲得。電流調(diào)節(jié)器根據(jù)給定與反饋信號的差值對晶閘管的控制角進行控制，從而實現(xiàn)對電樞電流的控制。用來實現(xiàn)

8、電流控制的算法很多，下面介紹常用的PI調(diào)節(jié)算法。 PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)：其中Uk及E分別代表調(diào)節(jié)器的輸出和輸入，故輸出的原函數(shù)則是離散化后第n拍的輸出令，其中T是采樣周期。代入上式可得 （2-3-4）當(dāng)調(diào)節(jié)器參數(shù)Kp和以及采樣周期已知后，就可以根據(jù)每一拍的電流給定與電流反饋之差e(n)，由上式計算這一拍的輸出UK(n). 式(2-3-4)稱為PI調(diào)節(jié)器的位置式算式，另外還有一種增量式算式。由式（2-34）可得n-1拍的輸出是將上式代入式（2-34）可得 令 ,K=Kp+KI便可得到增量式算法的算式 （2-3-5）式中，W(n-1)是上一拍計算出的一個中間變量，從而Ke(n)則是本拍的計算值。

9、例如，已知Kp=1,T=0.002秒， 根據(jù)式（2-34）可得位置式算法為 根據(jù)式（2-3-5）可得增量式算法的算式為（1）PI調(diào)節(jié)運算的實現(xiàn) 圖2-3-2是利用單片機按式（2-34）進行位置式PI調(diào)節(jié)運算的程序流程圖。其中Ugi是電流給定量，Ufi是電流反饋量，UK代表調(diào)節(jié)器的輸出，P 代表的比例部分，代表UK的積分部分，F(xiàn)0H和00H分別代表上限幅值和下限幅值，分別對應(yīng)于晶閘管控制角a的最大值和最小值。 （2）采樣周期選擇 選擇采樣周期的依據(jù)是Shannon采樣定理。對于一個閉環(huán)系統(tǒng)來說，它能夠響應(yīng)的輸入信號中的最高頻率就是它的閉環(huán)截止頻率。設(shè)系統(tǒng)的閉環(huán)截止角頻率為c，按照Shannon采

10、樣定理采樣周期T應(yīng)該是T0.5c（秒） （2-36） 其中c的單位是周/秒。 電流環(huán)通常校正成二階系統(tǒng)，由參考文獻8 可知二階系統(tǒng)的閉環(huán)截止角頻率等于其中 = 稱為無阻尼自然振蕩角頻率，K0是系統(tǒng)的開環(huán)放大數(shù)，Ti是電流環(huán)的小時間常數(shù)之和，是阻尼系數(shù)。 如果令0.707，即校正成最佳二階系統(tǒng)，則有 代入式（2-36）則可求得采樣周期為 （秒）例如，已知電流環(huán)小時間常數(shù)之和為Ti3.7毫秒，則(秒)圖2-3-2 位置式PI調(diào)節(jié)運算的程序流程圖（3）調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇1）PI調(diào)節(jié)器參數(shù)對控制性能的影響 比例控制Kp對系統(tǒng)性能的影響 對動態(tài)特性的影響：比例控制p加大，使系統(tǒng)的動作靈敏、速度加快；Kp偏大

11、時，震蕩次數(shù)加多，調(diào)節(jié)時間加長；當(dāng)Kp太大時，系統(tǒng)會趨于不穩(wěn)定。若Kp太小，又會使系統(tǒng)的動作緩慢。 對穩(wěn)態(tài)特性的影響：加大比例控制Kp。在系統(tǒng)穩(wěn)定的情況下，可以減少穩(wěn)態(tài)誤差，提高控制精度，但加大Kp只減少誤差，卻不能完全消除穩(wěn)態(tài)誤差。 積分控制Ki對控制性能的影響對動態(tài)特性的影響：積分控制Ki通常使系統(tǒng)的穩(wěn)定性下降，Ki太小，系統(tǒng)將不穩(wěn)定；Ki偏小，系統(tǒng)震蕩次數(shù)較多；Ki太大，對系統(tǒng)性能的影響減少。當(dāng)Ki太大，積分作用太弱，以至不能減少穩(wěn)態(tài)誤差。2）PI參數(shù)整定調(diào)節(jié)器的整定乃是一項煩瑣而又費時的工作。由于用“模擬系統(tǒng)”設(shè)計法，所以動態(tài)參數(shù)的選擇方法與模擬系統(tǒng)相同。電流環(huán)的動態(tài)結(jié)構(gòu)如圖2-33所

12、示 圖2-33 電流環(huán)動態(tài)方框圖圖中Tf是反饋回路的濾波時間參數(shù)。當(dāng)用計算機進行PI運算時，從讀入給定信號和反饋信號到輸出Uk需要一定的時間（包括A/D轉(zhuǎn)換時間和數(shù)據(jù)處理計算時間）。這相當(dāng)于在前向通道中增加了一個延遲環(huán)節(jié)。通常延遲時間遠小于控制對象的大時間參數(shù)Ta，因此在計算Ti時應(yīng)增加一項，其值等于采樣周期T。 圖2-34 電流環(huán)等效方框圖對圖2-33進行一些變化，可得到圖2-34所示的等效方框圖。圖2-34是一個單位反饋系統(tǒng)，據(jù)此便可確定調(diào)節(jié)器的動態(tài)參數(shù)Kp和。若按典I系統(tǒng)進行校正，并令0.707，則由參考文獻【9】可知 （2-38）其中， 例如，已知電樞回路電磁時間常數(shù)Ta0.01秒，晶

13、閘管輸出電壓Ud與Uk比值Ks1伏/字，電樞回路總電阻Rs0.5歐姆，反饋系數(shù) 1.2字/安，晶閘管延遲時間常數(shù)Ts0.0017秒，反饋回路濾波時間常數(shù)0.001秒，采樣周期T0.002秒，則由式（2-38）可得=0.01秒, KP=0.4雖然，可用上述設(shè)計方法來實現(xiàn)求出調(diào)節(jié)器的參數(shù)，但是這種方法本身基于一些假設(shè)和簡化處理，而且參數(shù)計算依賴于電機參數(shù)，實際應(yīng)用時，依然需要現(xiàn)場的大量調(diào)試工作，針對這種情況，近年來國內(nèi)外在數(shù)字PID調(diào)節(jié)器參數(shù)的工程整定方面做了不少研究工作，提出了不少調(diào)節(jié)器參數(shù)整定的方法，如擴充臨界比例度法、擴充響應(yīng)曲線法經(jīng)驗法、衰減曲線法等，都得到了一定的應(yīng)用。下面再介紹一種簡單

14、易行的整定方法-歸一參數(shù)整定法。由PI算式可知，調(diào)節(jié)器的參數(shù)整定，就是要確定T、Kp、和，為了減少在線整定參數(shù)的數(shù)目，根據(jù)大量實際經(jīng)驗的總結(jié)，人為假設(shè)約束的條件，以減少獨立變量的個數(shù)，整定步驟如下：選擇合適的采樣周期T，調(diào)節(jié)器做純比例Kp控制。逐漸加大比例控制Kp，使控制系統(tǒng)出現(xiàn)臨界震蕩。由臨界震蕩過程求出相應(yīng)的臨界震蕩周期Ts。根據(jù)一定的約束條件，例如取T=0.1Ts、0.5Ts，對三個參數(shù)的整定簡化成了對一個參數(shù)的Kp的整定，使問題明顯簡化了。2.3.3 轉(zhuǎn)速控制算法 在提升機調(diào)速系統(tǒng)中，轉(zhuǎn)速是主要的被控制量。在圖2-3-1中，在進行轉(zhuǎn)速控制時，為了限制電樞回路的電流，存在著一個大輸入信號

15、下的恒流加速問題，所以要求轉(zhuǎn)速控制運算具有非線性特性。用來進行轉(zhuǎn)速控制的算法很多，從系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)上可分為多環(huán)結(jié)構(gòu)和單環(huán)結(jié)構(gòu)（即只有轉(zhuǎn)速閉環(huán)）。在控制方式上一般都把大信號輸入的恒流加速過程與穩(wěn)定運行分開控制，而且采用不同的算法。用得最多有：雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)的具有飽和限幅的PI調(diào)節(jié)算法；雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)的積分分離的PI調(diào)節(jié)算法等，下面分別敘述。1、雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)的PI調(diào)節(jié)算法與連續(xù)控制系統(tǒng)相同，系統(tǒng)亦有兩個閉環(huán)，即電流閉環(huán)和轉(zhuǎn)速閉環(huán)。由于轉(zhuǎn)速環(huán)的過渡過程時間與電流環(huán)相比要長得多，所以轉(zhuǎn)速環(huán)通常都按“模擬系統(tǒng)”設(shè)計法綜合調(diào)節(jié)器參數(shù)，用數(shù)字控制器代替連續(xù)系統(tǒng)的模擬調(diào)節(jié)器。系統(tǒng)的工作過程也與連續(xù)系統(tǒng)相同，即電流調(diào)節(jié)與轉(zhuǎn)速

16、調(diào)節(jié)分別進行，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出即是電流調(diào)節(jié)器的輸入。轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出要設(shè)置限幅，其限幅值對應(yīng)于電動機的最大電流值，在大信號輸入時，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器輸出限幅值，轉(zhuǎn)速環(huán)開環(huán)，只有電流調(diào)節(jié)器起作用（如圖2-3-1所示）。在綜合調(diào)節(jié)器參數(shù)時，電流環(huán)通常校正成典系統(tǒng)，轉(zhuǎn)速環(huán)校正成典系統(tǒng)，并且取中頻寬度h=5【9】。在選擇轉(zhuǎn)速環(huán)的采樣周期時，由于轉(zhuǎn)速閉環(huán)的截止角頻率c不易求得，而c與開環(huán)截止角頻率o比較按近【8】，所以在實際應(yīng)用中可以用o代替c。 當(dāng)中頻寬h=5,開環(huán)截止角頻率為其中Ti是轉(zhuǎn)速環(huán)的小時間常數(shù)之和。設(shè)電流環(huán)的小時間常數(shù)之和為Ti，轉(zhuǎn)速反饋回路的濾波時間常數(shù)為T0，則由參考文獻【9】可知 Tn2Ti

17、T0按照Shannon采樣定理，采樣周期T應(yīng)為 （2-3-19）例如，已知采樣周期的最后確定還應(yīng)該考慮測速的方式，例如當(dāng)采樣脈沖發(fā)生器檢測轉(zhuǎn)速時，應(yīng)盡可能使采樣周期與測速周期相等以簡化結(jié)構(gòu)。PI調(diào)節(jié)運算的程序與圖2-32所示電流環(huán)PI調(diào)節(jié)運算的程序結(jié)構(gòu)完全相同，只要在圖中把Ugi換成Ugn，把Ufi換成Ufn就行了，與模擬控制系統(tǒng)相同，由于轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的限幅，所以過渡過程存在飽和超調(diào)。2、積分分離的PI調(diào)節(jié)算法 所謂積分分離是指，當(dāng)轉(zhuǎn)速給定與轉(zhuǎn)速反饋之差 eUgnUfn小于某一數(shù)值時，采用上文介紹的PI調(diào)節(jié)算法,而當(dāng)e=時不再進行積分運算，即把積分運算分離出去。這樣做的目的是為了減小轉(zhuǎn)速的飽和超

18、調(diào)，因為常規(guī)的PI調(diào)節(jié)器在大信號輸入時（例如啟動和大幅度變速時）積分運算的時間很長，輸入信號很大，調(diào)節(jié)器的輸出很快就達到限幅值，因而飽和超調(diào)將很大。當(dāng)采用積分分離的PI調(diào)節(jié)運算后，積分運算和超調(diào)將很大。當(dāng)采用積分分離的PI調(diào)節(jié)運算后，積分運算的輸入總小于，而且僅在過渡的一部分時間內(nèi)起作用，所以積分輸出將小于飽和值，這樣就有效地減小了轉(zhuǎn)速超調(diào)，甚至可以達到無超調(diào)。當(dāng)積分被分離以后，即在e=的范圍內(nèi)如何進行調(diào)節(jié)運算可以有兩種辦法：一種是進行比例運算，另一種是直接輸出限幅值。前者適用于Kp較大的場合，當(dāng)Kp比較小時可以采用后一種方法。下面討論的值如何確定。在e的范圍內(nèi)，Kp*e使速度調(diào)節(jié)輸出飽和(或

19、直接輸出飽和值), 在e=0.2Ugm以后才轉(zhuǎn)變?yōu)镻I調(diào)節(jié)運算。值得說明的是在積分分離后不是進行P調(diào)節(jié)，而是直接輸出限幅值，那么在e時，即轉(zhuǎn)入PI調(diào)節(jié)運算時，Ugi可能發(fā)生突跳。在實際應(yīng)用中可以用改變的大小的方法來消除這個跳變，使兩種算法很好地銜接起來。圖2-310是積分分離的PI調(diào)節(jié)算法的程序流程圖。其中PI調(diào)節(jié)運算與前述相同，即在圖2-32中把與電流有關(guān)的變量換成與轉(zhuǎn)速有關(guān)的變量就行了。 圖2-39 提升機啟動過程波形2.3.4勵磁電流控制在圖2-3-1所示的電樞電流單向、勵磁電流換向的直流提升機調(diào)速系統(tǒng)屬于既調(diào)壓又調(diào)磁的調(diào)速系統(tǒng)，除對電樞電流和對轉(zhuǎn)速進行控制外，還要對勵磁電流進行檢測和控

20、制。在這種系統(tǒng)中，勵磁回路通常由單獨的晶閘管整流電路供電，勵磁電流檢測也采用交流互感器進行。約在圖2-3-1中，電樞回路是典型的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，利用測速發(fā)電機進行轉(zhuǎn)速反饋，利用交流互感器實現(xiàn)電樞電流反饋。勵磁回路由晶閘管整流電路供電，勵磁電流控制由比例放大環(huán)節(jié)，無環(huán)流邏輯切換、PI調(diào)節(jié)和數(shù)字觸發(fā)四部分程序構(gòu)成，在電流給定斜率調(diào)節(jié)器輸出為正極性情況下,其輸出送比例放大器放大4倍。這說明電樞回路電流為25%左右時,磁場電流即達到額定激磁電流,這樣磁場響應(yīng)會快一點。比例放大器的輸出送到磁場無環(huán)流邏輯切換器,其極性為負(fù)極性。磁場切換輸出送入磁場電流調(diào)節(jié)器,保證磁場電流給定值為負(fù)值，同時磁場切換器的輸出還分

21、別送到磁場可控硅裝置脈沖觸發(fā)通道,使一組橋?qū)?另一組橋處于封鎖狀態(tài)。 圖2-310 積分分離PI調(diào)節(jié)程序圖在磁場電流調(diào)節(jié)器輸入電流給定信號后,由于磁場回路的電磁時間常數(shù)很大，磁場電流建立的很慢,也就是磁場電流負(fù)反饋建立的很慢,這樣使電流調(diào)節(jié)器輸出很快達到限幅值,使磁場電壓很高,強迫磁場電流快速建立,提升系統(tǒng)采用磁場換向關(guān)鍵問題是要解決磁場電流建立的速度問題,建立的快慢決定了提升系統(tǒng)換向死區(qū),即失控區(qū)。一般要求失控時間不大于1秒,而正常情況下磁場電流建立時間要23秒,消磁也要23秒,這樣換向失控時間可能達到46秒,這是提升系壓倍數(shù)太大電機往往不允許,因此勵磁電流控制必須采用約4倍強勵電壓，這樣

22、電流調(diào)節(jié)器開始時就輸出限幅值,磁場可控硅工作在min狀態(tài)。在勵磁回路中，當(dāng)略去晶閘管的延遲后，控制對象是一個一階慣性環(huán)節(jié)，所以可用積分調(diào)節(jié)器進行控制，使勵磁電流閉環(huán)成為穩(wěn)態(tài)無差的二階系統(tǒng)。采用積分調(diào)節(jié)器勵磁電流環(huán)的方框圖，如圖2-318所示。如果取x0.707，即校正成最佳二階系統(tǒng)，則根據(jù)參考文獻9有：故 （2-330）上式離散化以后便可得到積分調(diào)節(jié)器的位置式算法 （2-331）還可以得到他的增量式算式 （2-332）圖2-318 勵磁電流環(huán)的方框圖例如，已知Kl1伏/字，Rl32歐姆，Tl0.4秒，g32字/安，則由式（2-329）可得采樣周期選取的依據(jù)仍然是香農(nóng)采樣定理，參考公式（2-36

23、）可得勵磁電流環(huán)的采樣周期T為 （2-333）在實際應(yīng)用中采樣周期可以選得小于這個計算值，以便獲得更好的控制效果。例如Tl0.4秒，算得T0.28秒，實際上可取T0.05秒或更小。2.3.5無環(huán)流控制在圖2-3-1中，勵磁電流的換向控制是由無環(huán)流邏輯控制環(huán)節(jié)來完成的。其軟件設(shè)計應(yīng)包括以下內(nèi)容：（1）先判斷勵磁電流是否過零 若勵磁電流（由Ufi反映）大于限幅電流的2，認(rèn)為勵磁電流不為零，邏輯電路將不得翻轉(zhuǎn)，就不必進行邏輯運算。若電流小于限幅值的2，就認(rèn)為勵磁電流為零，可以進行下述的邏輯運算。（2）判斷轉(zhuǎn)矩極性 根據(jù)速度調(diào)節(jié)器的輸出值UASR極性可以判斷拖動系統(tǒng)期望的轉(zhuǎn)矩極性，根據(jù)這個極性確定開放

24、哪一組的脈沖通道，若本次采樣UASR極性與上一次采樣極性相同，且UASR極性為正，應(yīng)開放正組橋UF的脈沖通道，封鎖反組橋脈沖通道。若本次采樣極性與上次采樣極性不同， 且|UASR|0.02UASRMAX,則需進行邏輯切換。若本次采樣極性雖與上次采樣極性不同，但|UASR|0.02UASRMAX,，則不需進行邏輯切換，僅需根據(jù)UASR極性確定開放哪一組脈沖通道。（3）延時封鎖控制 若本次采樣UASR極性與上次采樣極性不同，且|UASR|0.02UASRMAX，則需極性邏輯切換。邏輯切換控制的第一步是極性延時封鎖。延時封鎖的時間t1約為6ms左右，延時t1后封鎖原工作橋的脈沖。在延時封鎖期間，要封

25、鎖脈沖，同時令Ucts0。t1由兩次同步中段信號實現(xiàn)。 （4）延時開放控制 t1之后開始第二級延時，延時開放時間t2約為3ms，亦由同步中斷信號實現(xiàn)。延時t2后開放另一組的觸發(fā)脈沖。 實現(xiàn)無環(huán)流邏輯切換的程序流程圖如圖2-330所示。2.3.5 數(shù)字觸發(fā)器原理如圖2-3-31所示。Ua經(jīng)濾波電路后產(chǎn)生30的相移，F(xiàn)點電壓比 Ua滯后30度，N1的輸出電壓為寬度180度的方波，經(jīng)單穩(wěn)電路后得到1號橋臂(+A相)觸發(fā)電路的同步信號Us1.Un1經(jīng)非門電路后再經(jīng)單穩(wěn)電路得4號橋臂（A相）觸發(fā)電路的同步信號Us4。其他兩相的同步電路同A相。對于三相可控整流電路，觸發(fā)延遲角a的理論移相范圍是0度180度

26、。對于可逆整流電路，由于有min的限制，通常要求a的移相范圍為25度155度。在圖2-3-32中，Us1的上升沿剛好對應(yīng)于A相的自然換相點，也就是對應(yīng)于a的起算點。 圖2-330 邏輯切換程序流程圖1 、移相控制對于由計算機構(gòu)成的數(shù)字觸發(fā)器，通常采用定時器進行移相控制。其基本方法是：把計算機得出的觸發(fā)延遲角a換算成對應(yīng)的時間，從自然換相點開始用定時器進行延時，只要延時時間一到，即向晶閘管發(fā)出一個觸發(fā)脈沖，使其導(dǎo)通。改變定時器的時間設(shè)定，就可以改變延時時間，從而方便地實現(xiàn)整個移相范圍內(nèi)的移相控制。用定時器對觸發(fā)延遲角a定時的方法很多，人們追求的指標(biāo)是：較小的角/字當(dāng)量；占用CPU的時間短，盡量減

27、少硬件，盡量減小移相控制的失控時間等。圖2-3-30 數(shù)字觸發(fā)器硬件構(gòu)成在圖2-3-30所示的系統(tǒng)中，由定時器1（8098的T1）實現(xiàn)移相控制。對于8098單片機，用機器時鐘作為定時器1的計數(shù)脈沖。若晶體振蕩頻率為12MHz，則機器周期Tb為1s。那么移相控制的角/字當(dāng)量為 對于觸發(fā)延遲角a的時間常數(shù)Ta稱為定時角，Ta為Taa/由于為常數(shù)，所以Ta與a成正比。觸發(fā)電路的控制電壓Uct為電流調(diào)節(jié)器的輸出電壓。觸發(fā)電路的移相控制特性通常如圖2-3-32所示。當(dāng)Uct為Uctmax時，a為最小角amin，當(dāng)Uct=0時，a為最大角amax，此角對應(yīng)于最小觸發(fā)超前角。對于可逆調(diào)速系統(tǒng)，要限制min，

28、也就是要限制amax. 圖2-3-31 同步電路波形分析當(dāng)電流調(diào)節(jié)器為數(shù)字調(diào)節(jié)器時，其輸出量用數(shù)字Ucts表示。Ucts的每個字（用十六進制表示）代表的移相角為。圖2-3-32 觸發(fā)器電路移相控制特性若amax=155度，最大定時角Tamax為Tamax=amax/=155度/0.018=8611=21A3H定時角與Ucts的對應(yīng)關(guān)系為Ta=Tamax-Ucts=21A3H-Ucts根據(jù)數(shù)字電流調(diào)節(jié)器的輸出Ucts，就可以求出與a成正比的Ta.同時也可以看出，當(dāng)數(shù)字電流調(diào)節(jié)器的限幅值Uctmax=21A3H時，a=0度。若要限幅制amin,即可通過限制Uctmax來實現(xiàn)，也可以通過限制Tami

29、n來實現(xiàn)。若要通過限制Uctmax來實現(xiàn)，則Uctmax=21A3H-Tamin若將上述的時間常數(shù)（即定時角Ta）裝入定時器1之后，Uct發(fā)生了變化，對本相觸發(fā)電路已不能改變a，由于裝入的時間常數(shù)Ta較大（對應(yīng)0度180度）,延時較長，所以失控時間較大。同時，按定時角180度進行移項控制，六相移相控制器必須有三個CTC通道來實現(xiàn)，所需硬件較多，改進的措施是采用定時角最大為60度的移相控制方案。定時角最大為60度的移相控制方案的思路是：將觸發(fā)延遲角a的0度180度移相范圍等分成三個區(qū)間，每個區(qū)間的移相范圍最大為60度。在這個區(qū)間最大定時角Ta也減小為1/3。因此，六相移相控制可以共用一個計時器。

30、那么，在這個60度移相范圍內(nèi)，當(dāng)計數(shù)器計時到零后究竟想哪一個晶閘管輸出觸發(fā)脈沖呢？在確定相序的前提下，主要由兩個條件來決定：一是由控制運算得出的a角的數(shù)值Ta范圍，二是哪一相的同步中斷信號。（1）觸發(fā)脈沖的判斷 根據(jù)同步中斷信號和與a對應(yīng)的定時角Ta的范圍判斷輸出那一相觸發(fā)脈沖，其根據(jù)是建立在下述對移相控制原理的分析。分析方便，可先對模擬觸發(fā)器電路進行分析。假設(shè)觸發(fā)器的同步電壓為鋸齒波，六相鋸齒波如圖2-3-33b所示，分別為uaTu_cT,鋸齒波的起點對應(yīng)于a=0度，且在此處產(chǎn)生同步中斷信號Us1Us6. 若Uct較小，使a的移相范圍小于60度，例如Uct=Uct1時，a1=60度，則在一個周期的6個移相控制的交點處輸出的觸發(fā)脈沖的波形如圖4-9d所示。在響應(yīng)Us1中斷信號時移相控制后的輸出脈沖應(yīng)為1號，考慮雙窄脈沖的要求，同時應(yīng)對前一相補一個6號脈沖。若Uct增加到使a的移相范圍在60度120度之間時，例如當(dāng)Uct=Uct2時，60度a120度，在一個周期的6個移相控制的交點處輸出的觸發(fā)脈沖波形