硬開關(guān)全橋電路計(jì)算

1、3 電路原理3.1.1 硬開關(guān)全橋變換電路工作原理圖1為硬開關(guān)全橋變換電路原理圖,下面對(duì)此電路進(jìn)工作過程行詳細(xì)的分解；圖1 硬開關(guān)全橋變換電路原理圖其中，Q1，Q2，Q3，Q4為IGBT或MOS，其并聯(lián)的二極管和電容為其反并二極管和輸出結(jié)電容。Ls-p， Ls-s分別為變壓器原副邊的漏感和引線電感。Ip為變壓器原邊電流，IL為流過輸出電感電流， IC為流過輸出電容的電流， IO為輸出電流 。圖2為硬開關(guān)全橋變換電路的波形 圖2 硬開關(guān)全橋變換電路的波形工作過程1： 在t0-t1時(shí)間段內(nèi)，Q1，Q4同時(shí)導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)間

2、為D*Ts，原邊和副邊電流的走向如紅色曲線指示方向。變壓器原邊繞組電壓VAB為輸入電壓Vin；原邊關(guān)斷開關(guān)管Q2，Q3的反向電壓VCE也為輸入電壓Vin。副邊整流二極管D5，D8導(dǎo)通，而D6，D7因?yàn)槌惺躒in/K的反向電壓而截止。K為變壓器原副邊的匝比。 K=NP：NS輸出電感Lout承受正向的電壓Vin/K-VO，電感電流IL線性上升。流過輸出電容Cout的電流IC為IL的交流分量。此時(shí)原邊電流IP形狀基本和IL相同（由于變壓器勵(lì)磁電感較大，勵(lì)磁電流很小，所以忽略其影響），只是需要考慮變壓器的變比K，一般計(jì)算時(shí)建議把IL的峰值除以K折算到原邊進(jìn)行計(jì)算。工作過程2：t1時(shí)刻，Q1，

3、Q4關(guān)斷，由于副邊輸出電感電流不能突變，所以副邊負(fù)載電流對(duì)應(yīng)的原邊電流給Q1，Q4 的輸出結(jié)電容充電（如原邊紅色箭頭路徑），使其盡快上升到Vin/2，此時(shí)變壓器原邊繞組電壓為0，然后由于原邊變壓器的漏感和引線電感Ls-p 的電流也不能突變，所以通過Ls-p 繼續(xù)給Q1，Q4 的結(jié)電容充電，使其達(dá)到Vin，此時(shí)由于Q2，Q3反并二極管的鉗位導(dǎo)通（如原邊黃色箭頭路徑）， Q1，Q4 的反向電壓（ VCE）被鉗位到輸入電壓Vin，此時(shí)變壓器原邊繞組電壓為-Vin；然后Ls-p 和4個(gè)開關(guān)管的輸出結(jié)電容諧振，最終開關(guān)管的輸

4、出結(jié)電容電壓在t2時(shí)刻穩(wěn)定在Vin/2。變壓器副邊在t1時(shí)刻還是由D5，D8導(dǎo)通，但是當(dāng)變壓器原邊繞組電壓由  Vin下降到0V后，再到-Vin 變化過程中，D6，D7也開始導(dǎo)通續(xù)流，此時(shí)變壓器繞組相當(dāng)于短路，變壓器勵(lì)磁電流在副邊循環(huán)，而且基本保持不變。t1-t2時(shí)刻，由于Ls-p 的影響，原邊電流IP也會(huì)有震蕩尖峰，但在波形圖中沒有表示出來。由以上分析可知，原邊變壓器的漏感和引線電感Ls-p對(duì)開關(guān)過程有較大影響，除了增加開關(guān)管的電壓，電流應(yīng)力尖峰，而且產(chǎn)生的高頻震蕩是EMC的重要干擾源，所以設(shè)計(jì)時(shí)需要注意減小其感量。有如下措施可以考慮：A、增加變壓器的原副邊耦合

5、，減小變壓器漏感；B、縮短變壓器的引線，減小引線電感。C、減小主開關(guān)管和變壓器引線組成的高頻電壓，電流環(huán)路面積，降低輻射干擾能量。工作過程3：t2-t3時(shí)間段，持續(xù)時(shí)間為(1-2D)*Ts/2：原邊開關(guān)管都關(guān)斷，其輸出結(jié)電容電壓維持Vin/2不變，變壓器繞組電壓為0V，相當(dāng)于短路。此時(shí)原邊基本無電流流動(dòng)。副邊D5，D6，D7，D8二極管都續(xù)流導(dǎo)通，變壓器勵(lì)磁電流也在副邊循環(huán)，而且基本保持不變。輸出電感Lout承受-VO電壓，電感電流IL持續(xù)下降；電流IC為IL的交流分量。此時(shí)輸出電流皆為輸出Lout和輸出電容Cout提供。工作過程4：t3時(shí)刻，原邊開關(guān)管Q2，Q3導(dǎo)通， Q1，Q4&

6、#160;的輸出結(jié)電容電壓從Vin/2上升為Vin，變壓器原邊繞組電壓VAB為- Vin，原邊電流方向如紅色箭頭所示，和上一開關(guān)狀態(tài)的電流方向相反。t3時(shí)刻，由于變壓器原邊繞組電壓VAB為- Vin ，所以變壓副邊繞組電壓為- Vin /K，而且在t2-t3時(shí)間段內(nèi)輸出整流二極管D5，D6，D7，D8都續(xù)流導(dǎo)通，所以此時(shí)在變壓器副邊繞組電壓- Vin /K的作用下，負(fù)載電流快速?gòu)腄5，D8換流到D6，D7。副邊負(fù)載電流的流向如紅色箭頭所示；二極管D5向D7的換流路徑如綠色+藍(lán)色箭頭路徑所示；二極管D8向D6的換流路徑如紫色+藍(lán)色箭頭路徑所示。藍(lán)色箭頭所示路徑為兩對(duì)

7、二極管換流的共用的變壓器繞組路徑。在二極管換流過程中由于變壓器副邊的漏感和引線電感Ls-s抵制 其電流變化而產(chǎn)生的反向電壓為V Ls-s = Ls-s *dI/ dt，電壓方向?yàn)樽笳邑?fù)，由于換流過程中電流變化斜率很大，而且二極管的反向恢復(fù)電流尖峰較大，導(dǎo)致V Ls-s 峰值比較高。在t3-t4時(shí)間段內(nèi)，由于二極管換流的影響，二極管D5，D8的反向截止電壓峰值Vrrm= Vin /K+ V Ls-s ，如VDE所示為D8的反向截止電壓。由于V Ls-s 電壓尖峰很高，而且Ls-s和整流二極管的結(jié)電容在反向

8、恢復(fù)過程中會(huì)產(chǎn)生高頻震蕩，其高頻震蕩一般情況下為本拓?fù)渲兄匾腅MI高頻搔擾源，所以二極管必須加吸收電路抑制反向電壓尖峰；而且圖示的換流高頻電壓，電流環(huán)路面積需要盡量減小。整流二極管的反向電壓尖峰和幾個(gè)因素相關(guān)：1、變壓器副邊的漏感和引線電感Ls-s；2、整流二極管的反向恢復(fù)特性（需注意一般二極管溫度越高，反向恢復(fù)特性越差）；3、負(fù)載電流的大?。?、最高輸入電壓和變壓器匝比。由于輸入電壓越高，負(fù)載電流越大，整流二極管的反向電壓尖峰越高，所以需要測(cè)量在高壓輸入情況下，輸出最大負(fù)載和輸出短路情況下的整流二極管的反向電壓尖峰是否超標(biāo)來判定器件可靠性。在整流二極管的反向恢復(fù)過程中，在電感電流IL

9、60;和變壓器原邊電流Ip上會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)電流尖峰和震蕩，在波形圖中沒有畫出來。由以上分析，得到如下設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)：1、需要盡量減小變壓器副邊的漏感和引線電感Ls-s，即在設(shè)計(jì)時(shí)加強(qiáng)變壓器原副邊耦合和縮短變壓器副邊引線長(zhǎng)度。2、所采用的整流二極管的額定電壓一般要高于其反向平臺(tái)電壓“Vin /K”一倍以上，為漏感尖峰“V Ls-s ”留出足夠裕量；并采用反向恢復(fù)特性較好的二極管，仔細(xì)比較其不同電流情況下，不同溫度情況下的反向恢復(fù)特性參數(shù)。3、合理設(shè)計(jì)二極管的吸收電路，保證整流二極管在任何情況下電壓應(yīng)力不會(huì)超出額定值，提高其可靠性。4、盡量減小換流高頻電壓，電流環(huán)路面積，減

10、小EMI騷擾能量。  工作過程5：在t4-t5時(shí)間段內(nèi)，Q2，Q3同時(shí)導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)間為D*Ts，原邊和副邊電流的走向如紅色曲線指示方向。變壓器原邊繞組電壓VAB為反向輸入電壓-Vin；原邊關(guān)斷開關(guān)管Q1，Q4的反向電壓VCE為輸入電壓Vin。副邊整流二極管D6，D7導(dǎo)通，而D5，D8因?yàn)槌惺躒in/K的反向電壓而截止。K為變壓器原副邊的匝比。 K=NP：NS。輸出電感Lout承受正向的電壓Vin/K-VO，電感電流IL線性上升。流過輸出電容Cout的電流IC為IL的交流分量。此時(shí)原邊電流IP形狀基本和IL相同，原邊電流方向和工作過程1的電流方向相反。 工

11、作過程6：t5時(shí)刻，Q2，Q3關(guān)斷，由于副邊輸出電感電流不能突變，所以副邊負(fù)載電流對(duì)應(yīng)的原邊電流給Q2，Q3 的輸出結(jié)電容充電（如原邊紅色箭頭路徑），使其盡快上升到Vin/2，此時(shí)變壓器原邊繞組電壓為0，然后由于原邊變壓器的漏感和引線電感Ls-p 的電流也不能突變，所以通過Ls-p 繼續(xù)給Q2，Q3 的結(jié)電容充電，使其達(dá)到Vin，此時(shí)由于Q1，Q4反并二極管的鉗位導(dǎo)通（如原邊黃色箭頭路徑）， Q2，Q3 的反向電壓（ VCE）被鉗位到輸入電壓Vin， Q1，Q4 其反向電壓此時(shí)為0V；然后Ls-p

12、0;和4個(gè)開關(guān)管的輸出結(jié)電容諧振，最終開關(guān)管的輸出結(jié)電容電壓在t2時(shí)刻穩(wěn)定在Vin/2。變壓器副邊在t5時(shí)刻還是由D6，D7導(dǎo)通，但是當(dāng)變壓器原邊繞組電壓由  Vin下降到0V后，再到-Vin 變化過程中，D5，D8也開始導(dǎo)通續(xù)流，此時(shí)變壓器繞組相當(dāng)于短路，變壓器勵(lì)磁電流在副邊循環(huán)，而且基本保持不變。t5-t6時(shí)刻，由于Ls-p 的影響，原邊電流IP也會(huì)有震蕩尖峰，但在波形圖中沒有表示出來。后續(xù)的工作過程為前述6個(gè)工作過程的循環(huán)，不再進(jìn)一步闡述?？偨Y(jié)：優(yōu)點(diǎn)：硬開關(guān)全橋變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較均衡，原邊四個(gè)IGBT(2個(gè)IGBT模塊)承擔(dān)的電壓應(yīng)力，電流應(yīng)力比較均衡，熱應(yīng)

13、力比較分散，再考慮峰值電流控制有更高的可靠性，所以比較適合應(yīng)用在大功率的DC/DC變換場(chǎng)合。缺點(diǎn)：硬開關(guān)全橋變換器由于原邊IGBT和副邊整流二極管皆為硬開關(guān)，開關(guān)損耗很大，從而開關(guān)頻率受限；副邊整流二極管的電壓應(yīng)力較高，需采用吸收電路來抑制其電壓尖峰。4 功率電路元器件選型4.1 變壓器選型在硬開關(guān)全橋變換器中，變壓器設(shè)計(jì)是非常重要的一環(huán)，要關(guān)注以下幾個(gè)方面：1、變壓器就近原副邊的主功率器件放置，減小引線電感和環(huán)路面積。2、在設(shè)計(jì)繞制工藝時(shí)注意增加原副邊繞組的耦合度，減小變壓器漏感；以及原副邊繞組由于臨近效應(yīng)，趨膚效應(yīng)造成的損耗。一般的解決辦法有原副邊疊層繞制（三明治繞法）

14、和平面繞組設(shè)計(jì)方法。3、注意由于絕緣耐壓要求需要保留的爬電距離。4、注意針對(duì)其散熱情況設(shè)計(jì)散熱結(jié)構(gòu)。變壓器設(shè)計(jì)計(jì)算1、計(jì)算匝比：需要注意的是由于一般IGBT需要保留3us左右的死區(qū)時(shí)間，如在開關(guān)頻率為20kHz情況下，最大限制占空比Dlim只能到0.44左右，再考慮硬開關(guān)全橋變換器的變換效率為90%左右，所以2Dmax要小于2Dlim10%以上，保證在任何輸入電壓情況下都能穩(wěn)壓輸出，所以計(jì)算匝比的時(shí)候需要特別注意。 2、計(jì)算變壓器磁芯面積積，有兩點(diǎn)需要注意：a、需要用峰值輸出功率來進(jìn)行校核，如最大過載工況。b、輸出全波整流和輸出全橋整流的變壓器面積積公式不一樣。輸出為全橋整流電路的變

15、壓器面積積公式為： 輸出為全橋整流的變壓器面積積公式推導(dǎo)過程：3、選擇磁芯：變壓器一般采用鐵氧體磁芯，其材質(zhì)標(biāo)號(hào)采用TDK公司的標(biāo)號(hào)為  PC40/PC44 等同材質(zhì)。如采用EE160/83/40磁芯，其參數(shù)如下：3.1、磁芯各參數(shù)解析：3.2、磁芯付數(shù)選擇：計(jì)算需要磁芯的付數(shù)4原副邊繞組匝數(shù)副邊匝數(shù)：原邊匝數(shù)：5、校核最大占空比：注意的是由于一般IGBT需要保留3us左右的死區(qū)時(shí)間，如在開關(guān)頻率為20kHz情況下，最大限制占空比Dlim只能到0.44左右，再考慮硬開關(guān)全橋變換器的變換效率為90%左右，所以2Dmax要小于2Dlim 10%以上，保證在任

16、何輸入電壓情況下都能穩(wěn)壓輸出。6校核磁通密度由于PC40型號(hào)鐵氧體的飽和磁通密度（簡(jiǎn)稱磁密）BS=0.39T，所以對(duì)于硬開關(guān)全橋變換器來說，其Bmax在留一定裕量的情況下不要超過0.2T，B表征磁芯的鐵損，一般不要超過0.3T。 7、計(jì)算原邊繞組電感此時(shí)的勵(lì)磁電流為：  考慮變壓器開氣隙，此時(shí)的勵(lì)磁電流為：（L.p_a為預(yù)設(shè)的氣隙值）   注意：由于變壓器只能傳遞交流（正弦波或方波）能量，所以在我們的應(yīng)用中由于動(dòng)態(tài)響應(yīng)或器件誤差等原因造成的占空比正負(fù)半周不對(duì)稱而產(chǎn)生的直流電流分量會(huì)落在原邊的勵(lì)磁電感上，如果變壓器磁芯不開氣隙，原邊勵(lì)磁電感感量會(huì)

17、很大，承受直流電流分量的能力很差，很容易飽和。所以磁芯需要開氣隙減小原邊電感感量，增加其承受直流電流的能力，而且需進(jìn)一步校核驗(yàn)證。需要說明的是，磁芯開氣隙也會(huì)有一系列負(fù)面影響：1、原邊勵(lì)磁電流增加，導(dǎo)通損耗增加；2、磁芯氣隙處的漏磁通切割線包（特別是線包是采用銅皮繞制的情況），由于渦流效應(yīng)的影響，使其損耗增加。氣隙越大，開關(guān)頻率越高，線包離氣隙越近，損耗增加越明顯。 所以氣隙在變壓器滿足抗直流偏置電流能力的情況下，要盡量小。8、計(jì)算原邊繞組線徑忽略原邊勵(lì)磁電流以及變壓器損耗，在最低輸入電壓、額定輸出電壓條件下，原邊電流有效值最大。比如原邊用f0.21*15*7*2繞線進(jìn)行原邊繞制，用兩個(gè)繞組并

18、聯(lián)繞制。 核算原邊電流密度： 9、計(jì)算原邊繞組銅損：繞組交流損耗為由于臨近效應(yīng)，趨膚效應(yīng)，渦流效應(yīng)在繞組中產(chǎn)生的額外損耗。一般情況下，交流損耗比直流損耗要大很多。交流損耗和變壓器開氣隙，繞線選擇，繞制工藝有很大關(guān)系。所以有時(shí)針對(duì)上述環(huán)節(jié)進(jìn)行優(yōu)化比單純降低繞組的電流密度對(duì)變壓器損耗影響更大。銅導(dǎo)線電阻率銅導(dǎo)線導(dǎo)電率溫度系數(shù)計(jì)算原邊繞線電阻估計(jì)交流損耗為直流損耗的3倍10、核算繞組的電流穿透深度：該指標(biāo)用來衡量在高開關(guān)頻率的工作情況下，由于趨膚效應(yīng)的影響，繞組所用導(dǎo)線直徑需滿足以下要求：d<2den 11、計(jì)算副邊繞組線徑比如副邊用f0.21*20*6*8繞線進(jìn)

19、行副邊繞制，用2個(gè)繞組并聯(lián)繞制 核算副邊電流密度： 12、計(jì)算副邊繞組銅損：計(jì)算原邊繞線電阻估計(jì)交流損耗為直流損耗的3倍13計(jì)算鐵損：計(jì)算磁芯體積  14計(jì)算變壓器總損耗 4.2輸出電感選型在大功率DC/DC變換器中，我司一直選用的是以鐵氧體為磁芯，繞線采用LIZI線多股絞合進(jìn)行繞制。目前公司已開始選用高磁通磁環(huán)來替代鐵氧體，高磁通磁環(huán)相比于鐵氧體有以下幾點(diǎn)優(yōu)勢(shì)，磁通密度高、氣隙均勻分布在磁環(huán)中、體積小、重量輕、散熱均勻等優(yōu)勢(shì)。輸出電感的選型計(jì)算與變壓器的計(jì)算大體一致，下面不具體詳細(xì)列出。（1）根據(jù)下式確定電感電感量：（3）確定電感最大峰值磁密

20、，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)選擇在0.25T以下；（4）確定電感繞線電流密度： 根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，自然冷卻條件下，在全灌封的情況下選擇在2.5A/mm2以內(nèi)；半灌封小于2.0A/mm2。 強(qiáng)迫風(fēng)冷條件下,全灌封情況下選擇在3.5A/mm2以內(nèi)；半灌封小于3A/mm2，上述只是根據(jù)經(jīng)驗(yàn)來做的初步選擇，具體還要根據(jù)實(shí)際運(yùn)用環(huán)境、工況、實(shí) 際計(jì)算的損耗來具體確定電流密度。（5）  確定窗口利用系數(shù)，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，窗口利用系數(shù)選擇在0.3以內(nèi)；（6）根據(jù)下列公式，可求出電感AP值；          &

21、#160;                             （5）（7）每一種不同型號(hào)的磁芯都有對(duì)應(yīng)AP值，用步驟（9）計(jì)算出來的AP值去除以所選用磁芯（比如*EE160的磁芯）的AP值，即可確定所需要磁性付數(shù)NS；        

22、                                                   

23、;(6)4.3 輸出濾波電容計(jì)算其中t0為零時(shí)刻。根據(jù)電容的紋波電壓V可求得電容的電容量： 輸出電容設(shè)計(jì)計(jì)算注意事項(xiàng)：計(jì)算中沒有考慮輸出負(fù)載的輸入紋波電流，即認(rèn)為負(fù)載為阻性負(fù)載。如果負(fù)載為變頻器或其它負(fù)載，一定要考慮其輸入紋波電流，計(jì)算總的紋波電流來選型輸出電容。如果薄膜電容和電解電容搭配使用，注意薄膜電容需就近紋波電流源放置：如變頻器的輸入端，全橋變換器的輸出端等；讓紋波電流盡量流過薄膜電容，提高電解電容的工作壽命。由于電解電容特性為：容量大，額定紋波電流小；薄膜電容的特性為：容量小，額定紋波電流大，所以建議電容的選型原則：小功率應(yīng)用： 電解電容中小功率應(yīng)用：電解電容+薄

24、膜電容中大功率應(yīng)用：薄膜電容4.4 IGBT選型計(jì)算2 IGBT選型在硬開關(guān)情況下，建議IGBT的工作電壓降額不要大于60%；在極限情況下Ip_peak的最大值需要小于IGBT的Isc值,不然會(huì)產(chǎn)生擎柱效應(yīng),IGBT會(huì)無法關(guān)斷而損壞；IGBT的開通電流為Ip_vally ，關(guān)斷電流為Ip_peak ，以此來計(jì)算開關(guān)損耗；由硬開關(guān)全橋的工作過程分析可知，當(dāng)IGBT開通時(shí)，其承受反向電壓為Vinmax/2；當(dāng)IGBT關(guān)斷時(shí)，當(dāng)其承受Vinmax/2反向電壓時(shí)，負(fù)載電流在變壓器副邊續(xù)流，不再流過原邊IGBT。由以上分析可知，可用Vinmax/2反向電壓來計(jì)算IGBT的開關(guān)損耗。根

25、據(jù)IGBT的峰值電流和工作電壓選取IGBT型號(hào)，然后進(jìn)行損耗計(jì)算。 IGBT導(dǎo)通損耗計(jì)算校核IGBT散熱我司在工程設(shè)計(jì)中，冷卻方式采用的有自然冷卻、強(qiáng)迫風(fēng)冷兩種方式，對(duì)于IGBT功耗是否合理采用以下方式進(jìn)行判斷：（1）對(duì)于自然冷卻，IGBT模塊損耗功率除以IGBT基板面積的系數(shù)。（2）對(duì)強(qiáng)迫風(fēng)冷冷卻，IGBT模塊損耗功率除以IGBT基板面積的系數(shù)。上述兩個(gè)判據(jù)并不是絕對(duì)的，對(duì)于我司部分產(chǎn)品由于工作時(shí)間非常短暫，這時(shí)就要考慮IGBT的實(shí)際工況及根據(jù)散熱分析進(jìn)行更深一步的設(shè)計(jì)考核，判斷是否合理。4.6 基于MathCAD 軟件設(shè)計(jì)計(jì)算MathCAD是美國(guó)Mathsoft公司推出的一個(gè)交互式的數(shù)學(xué)軟件