電流控制技術(shù)和斜坡補(bǔ)償

1、電流控制技術(shù)和斜坡補(bǔ)償一、電流型控制原理及特點(diǎn)原理： 電流型脈寬調(diào)制(PWM)控制器是在普通電壓反饋PWM 控制環(huán)內(nèi)部增加了電流反饋的控制環(huán)節(jié),因而除了包含電壓型PWM 控制器的功能外,還能檢測(cè)開關(guān)電流或電感電流,實(shí)現(xiàn)電壓電流的雙環(huán)控制?？刂圃砜驁D如下圖（圖1）所示。圖 1 雙環(huán)電流型控制器原理圖從圖 1 可以看出,電流型控制器有兩個(gè)控制閉合環(huán)路:一個(gè)是輸出電壓反饋誤差放大器,用于與基準(zhǔn)電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個(gè)是變壓器初級(jí)(電感)中電流在Rs 上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進(jìn)行比較,產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬,使得誤差信號(hào)對(duì)峰值電感電流起著實(shí)際控制作用。系統(tǒng)工作過程如下:假定輸入電壓下降,整

2、流后的直流電壓下降,經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降,經(jīng)誤差放大器延遲Vca 上升,占空比變化,從而維持輸出電壓不變,在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降,電感電流的斜率di/dt 下降,導(dǎo)致斜坡電壓推遲到達(dá)Vca,使PWM 占空比加大,起到調(diào)整輸出電壓的作用。由于既對(duì)電壓又對(duì)電流起控制作用,所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應(yīng)用。特點(diǎn)：a)由于輸入電壓Vi 的變化立即反映為電感電流的變化,不經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度(電流控制環(huán)),因而使得系統(tǒng)的電壓調(diào)整率非常好,可達(dá)到0.01%V, 能夠與線性移壓器相比。b)由于雙環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)在的快速響應(yīng)和高穩(wěn)定性,反饋回路的增益較高,不會(huì)造成

3、穩(wěn)定性與增益的矛盾,使輸出電壓有很高的精度。)由于Rs 上感應(yīng)出峰值電感電流,只要Rs 上電平達(dá)到1V,PWM 控制器就立即關(guān)閉,形成逐個(gè)脈沖限流電路,使得在任何輸入電壓和負(fù)載瞬態(tài)變化時(shí),功率開關(guān)管的峰值電流被控制在一定范圍內(nèi),在過載和短路時(shí)對(duì)主開關(guān)管起到有效保護(hù)。d)誤差放大器用于控制,由于負(fù)載變化造成的輸出電壓變化,使得當(dāng)負(fù)載減小時(shí)電壓升高的幅度大大減小,明顯改善了負(fù)載調(diào)整率。e)由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個(gè)良好的受控電流放大器,所以把電流取樣信號(hào)轉(zhuǎn)變成的電壓信號(hào)和一個(gè)公共電壓誤差放大器的輸出信號(hào)相比較,就可以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)均流,因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實(shí)現(xiàn)。二、峰值電流控制與平均電流控制的比較峰值電流模式控制

4、和平均電流模式控制相比主要具有以下缺點(diǎn):(1)對(duì)噪聲敏感，峰值電流模式控制是將電感電流的上升沿(即開關(guān)電流)同設(shè)定的電流值相比較,當(dāng)瞬態(tài)電流達(dá)到設(shè)定值,比較器輸出翻轉(zhuǎn)將功率開關(guān)管關(guān)斷。電感電流上升到設(shè)定值的坡度即(Vin-Vout)/L 很小,特別是Vin 小時(shí)坡度更小,所以這種控制方法易受噪聲干擾。每次開關(guān)管通斷時(shí)都會(huì)產(chǎn)生噪聲尖峰,并且耦合到控制電路的一個(gè)小電壓就能使開關(guān)管迅速關(guān)斷,使電路處于次諧波運(yùn)作模式產(chǎn)生很大的紋波,所以對(duì)于峰值電流控制模式,電路布局和噪聲旁路設(shè)計(jì)對(duì)電路的正常工作很重要,平均電流模式控制可以簡(jiǎn)化這部分工作。(2)需斜坡補(bǔ)償,對(duì)于峰值電流控制,當(dāng)占空比大于50%時(shí)擾動(dòng)電流

5、引起的電流誤差越變?cè)酱?。所以尖峰電流模式控制在占空比大?0%時(shí),電路工作不穩(wěn)定,需給比較器加坡度補(bǔ)償以使電路穩(wěn)定。內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰會(huì)使相移超出范圍,導(dǎo)致電路工作不穩(wěn)定,使電壓環(huán)進(jìn)入次諧波振蕩。這時(shí)在連續(xù)固定的驅(qū)動(dòng)脈沖時(shí),輸出占空比卻在變化,這時(shí)也需斜坡補(bǔ)償來抑制次諧波振蕩。(3)具有尖峰值/平均值誤差,在尖峰電流控制模式中,隨著占空比的不同,電感電流的平均值亦不同,通過斜坡補(bǔ)償可以獲得不同占空比下一致的電感電流,但這也增加了電路的復(fù)雜性。另外電感電流的平均和峰值間也存在差值,在BUCK 電路中由于電感電流的紋波相對(duì)電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環(huán)的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤

6、差可以忽略;在BOOST 電路中,峰值要跟隨輸入電網(wǎng)的正弦波,所以和平均值間的誤差很大,在小電流時(shí),尤其是電流不連續(xù)時(shí),如每半周期輸入電流過零時(shí),這種誤差最大,它會(huì)使輸入電流波形畸變。這時(shí)就需要一個(gè)大電感來使電感電流的紋波變小,但這將使電感電流的坡度變窄,減小抗干擾能力。平均電流控制和峰值電流控制相比的優(yōu)點(diǎn)是: 具有高增益的電流放大器,平均電流可以精確地跟蹤電流設(shè)定值。這點(diǎn)應(yīng)用在高功率因數(shù)控制電路中尤其重要,此時(shí)用一個(gè)小電感就能獲得小于3%的諧波畸變,并且即使電路模型由連續(xù)電流模式過渡到不連續(xù)電流模式,平均電流法也能很好地工作;  噪聲抑制能力強(qiáng),因?yàn)楫?dāng)時(shí)鐘脈沖使功率開關(guān)管開通后,晶

7、振幅度迅速降到了一個(gè)低值; 無須斜坡補(bǔ)償,但為了電路工作穩(wěn)定,在開關(guān)頻率附近必須限定環(huán)路增益; 平均電流法可應(yīng)用在任意電路拓?fù)渖?既能控制BUCK和Flyback 電路的輸入電流,又能控制Boost 和Flyback 電路的輸出電流。若加入到比較器輸入端的波形坡度不合適,功率開關(guān)控制電路就會(huì)發(fā)生次諧波振蕩。峰值電流控制通過外加斜坡補(bǔ)償來防止這種振蕩;平均電流控制是由晶振幅度來提供足夠的補(bǔ)償坡度的。所以,用平均電流模式解決次諧波問題更為合適。在平均電流模式中為了抑制次諧波和限定開關(guān)頻率附近電流放大器增益,在電路設(shè)計(jì)中必須遵循的一條標(biāo)準(zhǔn)是:接到比較器的一個(gè)輸入端的電感電流下降沿不能大于接到PWM

8、比較器的另一個(gè)輸入端的晶振幅值坡度。這也間接設(shè)定了最大電流環(huán)路增益的交越頻率。三、斜坡補(bǔ)償?shù)囊胄逼卵a(bǔ)償原理：鑒于以下原因,峰值電流控制必須考慮采用斜坡補(bǔ)償。1 電路的穩(wěn)定性圖 2、圖3 分別是占空比大于50%和小于50%的尖峰電流控制的電感電流波形圖。其中Ve 是電壓放大器輸出的電流設(shè)定值,?Io 是擾動(dòng)電流,1、2 分別是電感電流的上升沿及下降沿斜率。由圖可知,當(dāng)占空比小于50%時(shí)擾動(dòng)電流引起的電流誤差?I1 變小了,而占空比大于50%時(shí)擾動(dòng)電流引起的電流誤差? I1 變大了。所以尖峰電流模式控制在占空比大于50%時(shí),經(jīng)過一個(gè)周期會(huì)將擾動(dòng)信號(hào)擴(kuò)大,從而造成工作不穩(wěn)定,這時(shí)需給比較器加坡度補(bǔ)

9、償以穩(wěn)定電路,如圖4 所示。加了坡度補(bǔ)償,即使占空比小于50%,電路性能也能得到改善。圖 2 占空比小于50% 圖 3 占空比大于50%講沿的斜率2 m ，這樣擾動(dòng)信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)就完成了校正，如圖5 所示。圖 4 占空比大于50% 帶坡度補(bǔ)償 圖5 m=m2 時(shí)，電感電流波形 2.減小尖峰值/平均值誤差電流模式控制的實(shí)質(zhì)是使平均電感電流跟隨誤差電壓 Ve 設(shè)定的值,即可用一個(gè)恒流源來代替電感,使整個(gè)系統(tǒng)由二階降為一階。但如圖6 所示,尖峰電流控制模式中隨著占空比1、2 的不同,電感電流的平均值I1、I2 亦不同。如圖7 示,可以通過斜坡補(bǔ)償來獲得不同占空比下一致

10、的電感電流。圖 6 尖峰電流控制模式中不帶斜坡補(bǔ)償?shù)钠骄娏骱图夥咫娏鞑ㄐ螆D另外圖7 所示的電感電流平均值和峰值間也存在差值,在電路中由于電感電流的紋波相對(duì)電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環(huán)的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤差可以忽略;在電路中,峰值要跟隨輸入電網(wǎng)的正弦波,所以和平均值間的誤差很大。這種誤差最大,需要一個(gè)大電感來使電感電流的紋波變小,減小抗干擾能力。這也是在中采用平均值電流模式的原因。圖 7 尖峰電流控制模式中帶斜坡補(bǔ)償?shù)钠骄娏骱图夥咫娏鞑ㄐ螆D3.抑制次諧波振蕩內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰是電流模式控制的一個(gè)重要問題。這種增益尖峰發(fā)生在二分之一開關(guān)頻率處,使相移超出范圍,導(dǎo)致不

11、穩(wěn)定,并使電壓環(huán)進(jìn)入次諧波振蕩。這時(shí)在連續(xù)固定的驅(qū)動(dòng)脈沖下,輸出占空比卻在變化,如圖8 所示。采用斜坡被償也能很好地抑制次諧波振蕩。圖8 次諧波振蕩時(shí)的電感電流波形 4.振鈴電感電流 電感電流對(duì)電源或負(fù)載的瞬態(tài)變化產(chǎn)生振鈴響應(yīng); 在開關(guān)頻率附近控制環(huán)路增益達(dá)到最高,從而產(chǎn)生不穩(wěn)定趨向。通過斜坡補(bǔ)償可以抑制這種振鈴電感電流,例如當(dāng)補(bǔ)償坡度為電感電流下降沿的斜率時(shí)(即=-2),振鈴電流在一個(gè)周期內(nèi)就完全得到了抑制。圖 9 等效電感電流、電流誤差和周期T 的關(guān)系曲線斜坡補(bǔ)償設(shè)計(jì)步驟：圖 10 示出斜坡補(bǔ)償電路。1 和2 組成了從晶振的輸出到限流引腳(腳1)的分壓網(wǎng)絡(luò),迭加斜坡補(bǔ)償信號(hào)到初級(jí)

12、的電流波形,1、2 值的比例決定了所加的斜坡補(bǔ)償量。電容1是交流耦合電容,使晶振的交流分量耦合到2,去掉了直流偏置部分。2 和1 組成濾波電路,濾去初級(jí)中的前沿尖峰,避免誤動(dòng)作。? 是晶振鋸齒波的峰峰值。將電容去掉得到圖11 簡(jiǎn)化電路。圖10 斜坡補(bǔ)償電路 圖 11 簡(jiǎn)化的斜坡補(bǔ)償電路 四、電流控制技術(shù)及斜坡補(bǔ)償?shù)膽?yīng)用1. 平均電流法電路設(shè)計(jì)實(shí)例設(shè)計(jì) 1200功率因數(shù)校正電路,采用電路的拓?fù)?平均電流法的控制電路,3854的控制芯片。電路參數(shù)如下:輸入電壓:in=220±25%(165275);直流輸出電壓:o=410;開關(guān)頻率:fs=80;功率因數(shù):PF>

13、0.993;效率:?>0.95;電感:L=600;檢測(cè)變壓器變比:1100;檢測(cè)電阻:15O。電流環(huán)設(shè)計(jì)為了穩(wěn)定運(yùn)行,須進(jìn)行電流環(huán)相位補(bǔ)償。電流環(huán)補(bǔ)償后在開關(guān)頻率附近提供平穩(wěn)增益。在低頻的零點(diǎn)響應(yīng)提供高增益完成平均電流控制工作。在開關(guān)頻率附近誤差放大器的增益要配合電感電流的下降沿。本設(shè)計(jì)開關(guān)頻率為80KHz,單位增益交越頻率應(yīng)為14KHz(1/6 開關(guān)頻率),但本電流環(huán)的主要工作是跟蹤線電流,故10KHz 的帶寬是合適的值。電流環(huán)的零點(diǎn)必須設(shè)置在交越頻率上,或低于交越頻率處。如設(shè)置在交越頻率上,相位裕度有45°,低于交越頻率則相位裕度更大點(diǎn)。45°的相位裕度的系統(tǒng)工作

14、穩(wěn)定、低過沖、干擾小,所以將零點(diǎn)設(shè)置在略低于交越頻率處(fs 為10KHz)。當(dāng)極點(diǎn)高于開關(guān)頻率的1/2 時(shí),極點(diǎn)不會(huì)影響控制環(huán)的頻率響應(yīng)。為了減少對(duì)噪聲的敏感性,極點(diǎn)通常設(shè)置在開關(guān)頻率附近。本設(shè)計(jì)設(shè)置極點(diǎn)在開關(guān)頻率處(fp 為80)。設(shè)計(jì)電流環(huán)的過程為先算出零點(diǎn)時(shí)功率部分的增益,而功率部分增益乘以電流放大器增益為整個(gè)電流環(huán)增益,整個(gè)電流環(huán)的增益為1 時(shí)算出電流放大器的交越頻率(即零點(diǎn)),并且在交越頻率處電流環(huán)的增益是功率部分增益的倒數(shù),由此算出電流環(huán)的增益,由該增益算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻,由電阻和零點(diǎn)頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)電容,再由極點(diǎn)頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)電容。具體計(jì)算過程為:電感電流的下降沿

15、=(o-in)/;最壞情況(in=0),電感電流的下降沿=o/;晶振坡度=s/s=ss。因?yàn)殡娏鞣糯笃鞯妮敵霾荒艽笥诰д竦妮敵?即電感電流的坡度不能大于晶振的坡度,所以電流放大器的增益最大時(shí)PWM 比較器的兩個(gè)輸入端信號(hào)相等,此時(shí)為:  s而零點(diǎn)處功率部分的增益為： 因?yàn)榻辉筋l率處整個(gè)電流環(huán)為單位增益，所以電流環(huán)增益為1，電流環(huán)增益及交越頻率為：即交越頻率為開關(guān)頻率的  ca G 電流放大器的增益id G 功率部分的增益se V 晶振峰峰值rs V 檢測(cè)電阻電壓ca V 電流放大器輸出電壓sense R 檢測(cè)電阻i R 從電流檢測(cè)到電流放大器的反向輸入端

16、電流環(huán)的增益圖(圖13)和電流誤差放大器的電路圖(圖14)如下所示。  圖 13 電流環(huán)波特圖 圖 14 電流環(huán)誤差放大器電壓環(huán)設(shè)計(jì)為了工作穩(wěn)定,必須進(jìn)行電壓環(huán)補(bǔ)償。與穩(wěn)定性相比,功率因數(shù)校正電路電壓環(huán)更需要的是保持輸入線電流畸變小。電壓環(huán)的帶寬必須設(shè)計(jì)得足夠低以衰減輸出電容上的工頻2 次諧波;電壓誤差放大器也必須有足夠的相位裕度以在相位上跟蹤輸入電流,使功率因數(shù)提高。電路輸出部分的低頻模式是電流源驅(qū)動(dòng)電容的一階電路,功率部分和電流反饋環(huán)組成該電流源,輸出電容組成該電容,該模式具有-20/十倍頻的增益特性。如果電壓反饋環(huán)在這附近閉合,它將有恒定的增益并且穩(wěn)定,但在

17、抑制2 次諧波引起的畸變方面性能差,放大器需要一個(gè)極點(diǎn)以減少紋波電壓增益,并且使相移為90°,由此找到單位增益交越頻率和極點(diǎn)位置。電壓環(huán)的設(shè)計(jì)與要達(dá)到的有關(guān),電壓誤差放大器輸出端產(chǎn)生的1.5%的2 次諧波將在電路輸入端產(chǎn)生0.75%的3 次諧波。 因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)中要求不大于3%,允許分配給電壓誤差放大器的輸出紋波比例是1.5%。為了提供足夠的相位裕度,極點(diǎn)設(shè)置在交越頻率上,整個(gè)回路增益將在45°的相位裕度。電壓環(huán)部分的設(shè)計(jì)從計(jì)算輸出電容上允許的 2 次諧波電壓開始,再計(jì)算電壓放大器允許的輸出2 次諧波,及由此算出電壓放大器的2 次諧波增益值,由該增益值可以算出電壓環(huán)的

18、補(bǔ)償電容。功率部分的增益和電壓環(huán)的增益組成整個(gè)電壓環(huán)的增益,整個(gè)電壓環(huán)的增益為1 時(shí)算出交越頻率。再由交越頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻。計(jì)算方式如下:當(dāng) q=24 時(shí),k<0.105 將確保軟開關(guān)。當(dāng)roff<(1-Dmax)T=0.1時(shí),Troff 最小。當(dāng)q=24時(shí),k<0.09。兼顧考慮,應(yīng)取=0.09; Lr=6.5,其值根據(jù)求得; Ls=30,確定值最直接的方法是要求r 工作范圍滿足/10<</2。值大小的選擇應(yīng)確保在所有的輸入電壓范圍內(nèi)Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 時(shí)達(dá)到最小的電壓應(yīng)力; Cs=2,在整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)S 可被看作是相對(duì)恒定的值。這樣可保證Ls 和Cs 的諧振周期是開關(guān)周期的若干倍。2.峰值電流控制芯片UC3846 進(jìn)行斜坡補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)舉例主電路拓?fù)洳捎秒p管正激電路UC3846 的斜坡補(bǔ)償選擇電路根據(jù)峰值電流控制的