電流控制技術和斜坡補償

1、電流控制技術和斜坡補償一、電流型控制原理及特點原理： 電流型脈寬調(diào)制(PWM)控制器是在普通電壓反饋PWM 控制環(huán)內(nèi)部增加了電流反饋的控制環(huán)節(jié),因而除了包含電壓型PWM 控制器的功能外,還能檢測開關電流或電感電流,實現(xiàn)電壓電流的雙環(huán)控制。控制原理框圖如下圖（圖1）所示。圖 1 雙環(huán)電流型控制器原理圖從圖 1 可以看出,電流型控制器有兩個控制閉合環(huán)路:一個是輸出電壓反饋誤差放大器,用于與基準電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個是變壓器初級(電感)中電流在Rs 上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進行比較,產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬,使得誤差信號對峰值電感電流起著實際控制作用。系統(tǒng)工作過程如下:假定輸入電壓下降,整

2、流后的直流電壓下降,經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降,經(jīng)誤差放大器延遲Vca 上升,占空比變化,從而維持輸出電壓不變,在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降,電感電流的斜率di/dt 下降,導致斜坡電壓推遲到達Vca,使PWM 占空比加大,起到調(diào)整輸出電壓的作用。由于既對電壓又對電流起控制作用,所以控制效果較好在實際中得到廣泛應用。特點：a)由于輸入電壓Vi 的變化立即反映為電感電流的變化,不經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度(電流控制環(huán)),因而使得系統(tǒng)的電壓調(diào)整率非常好,可達到0.01%V, 能夠與線性移壓器相比。b)由于雙環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)在的快速響應和高穩(wěn)定性,反饋回路的增益較高,不會造成

3、穩(wěn)定性與增益的矛盾,使輸出電壓有很高的精度。)由于Rs 上感應出峰值電感電流,只要Rs 上電平達到1V,PWM 控制器就立即關閉,形成逐個脈沖限流電路,使得在任何輸入電壓和負載瞬態(tài)變化時,功率開關管的峰值電流被控制在一定范圍內(nèi),在過載和短路時對主開關管起到有效保護。d)誤差放大器用于控制,由于負載變化造成的輸出電壓變化,使得當負載減小時電壓升高的幅度大大減小,明顯改善了負載調(diào)整率。e)由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個良好的受控電流放大器,所以把電流取樣信號轉(zhuǎn)變成的電壓信號和一個公共電壓誤差放大器的輸出信號相比較,就可以實現(xiàn)并聯(lián)均流,因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實現(xiàn)。二、峰值電流控制與平均電流控制的比較峰值電流模式控制

4、和平均電流模式控制相比主要具有以下缺點:(1)對噪聲敏感，峰值電流模式控制是將電感電流的上升沿(即開關電流)同設定的電流值相比較,當瞬態(tài)電流達到設定值,比較器輸出翻轉(zhuǎn)將功率開關管關斷。電感電流上升到設定值的坡度即(Vin-Vout)/L 很小,特別是Vin 小時坡度更小,所以這種控制方法易受噪聲干擾。每次開關管通斷時都會產(chǎn)生噪聲尖峰,并且耦合到控制電路的一個小電壓就能使開關管迅速關斷,使電路處于次諧波運作模式產(chǎn)生很大的紋波,所以對于峰值電流控制模式,電路布局和噪聲旁路設計對電路的正常工作很重要,平均電流模式控制可以簡化這部分工作。(2)需斜坡補償,對于峰值電流控制,當占空比大于50%時擾動電流

5、引起的電流誤差越變越大。所以尖峰電流模式控制在占空比大于50%時,電路工作不穩(wěn)定,需給比較器加坡度補償以使電路穩(wěn)定。內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰會使相移超出范圍,導致電路工作不穩(wěn)定,使電壓環(huán)進入次諧波振蕩。這時在連續(xù)固定的驅(qū)動脈沖時,輸出占空比卻在變化,這時也需斜坡補償來抑制次諧波振蕩。(3)具有尖峰值/平均值誤差,在尖峰電流控制模式中,隨著占空比的不同,電感電流的平均值亦不同,通過斜坡補償可以獲得不同占空比下一致的電感電流,但這也增加了電路的復雜性。另外電感電流的平均和峰值間也存在差值,在BUCK 電路中由于電感電流的紋波相對電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環(huán)的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤

6、差可以忽略;在BOOST 電路中,峰值要跟隨輸入電網(wǎng)的正弦波,所以和平均值間的誤差很大,在小電流時,尤其是電流不連續(xù)時,如每半周期輸入電流過零時,這種誤差最大,它會使輸入電流波形畸變。這時就需要一個大電感來使電感電流的紋波變小,但這將使電感電流的坡度變窄,減小抗干擾能力。平均電流控制和峰值電流控制相比的優(yōu)點是: 具有高增益的電流放大器,平均電流可以精確地跟蹤電流設定值。這點應用在高功率因數(shù)控制電路中尤其重要,此時用一個小電感就能獲得小于3%的諧波畸變,并且即使電路模型由連續(xù)電流模式過渡到不連續(xù)電流模式,平均電流法也能很好地工作;  噪聲抑制能力強,因為當時鐘脈沖使功率開關管開通后,晶

7、振幅度迅速降到了一個低值; 無須斜坡補償,但為了電路工作穩(wěn)定,在開關頻率附近必須限定環(huán)路增益; 平均電流法可應用在任意電路拓撲上,既能控制BUCK和Flyback 電路的輸入電流,又能控制Boost 和Flyback 電路的輸出電流。若加入到比較器輸入端的波形坡度不合適,功率開關控制電路就會發(fā)生次諧波振蕩。峰值電流控制通過外加斜坡補償來防止這種振蕩;平均電流控制是由晶振幅度來提供足夠的補償坡度的。所以,用平均電流模式解決次諧波問題更為合適。在平均電流模式中為了抑制次諧波和限定開關頻率附近電流放大器增益,在電路設計中必須遵循的一條標準是:接到比較器的一個輸入端的電感電流下降沿不能大于接到PWM

8、比較器的另一個輸入端的晶振幅值坡度。這也間接設定了最大電流環(huán)路增益的交越頻率。三、斜坡補償?shù)囊胄逼卵a償原理：鑒于以下原因,峰值電流控制必須考慮采用斜坡補償。1 電路的穩(wěn)定性圖 2、圖3 分別是占空比大于50%和小于50%的尖峰電流控制的電感電流波形圖。其中Ve 是電壓放大器輸出的電流設定值,?Io 是擾動電流,1、2 分別是電感電流的上升沿及下降沿斜率。由圖可知,當占空比小于50%時擾動電流引起的電流誤差?I1 變小了,而占空比大于50%時擾動電流引起的電流誤差? I1 變大了。所以尖峰電流模式控制在占空比大于50%時,經(jīng)過一個周期會將擾動信號擴大,從而造成工作不穩(wěn)定,這時需給比較器加坡度補

9、償以穩(wěn)定電路,如圖4 所示。加了坡度補償,即使占空比小于50%,電路性能也能得到改善。圖 2 占空比小于50% 圖 3 占空比大于50%講沿的斜率2 m ，這樣擾動信號在一個周期內(nèi)就完成了校正，如圖5 所示。圖 4 占空比大于50% 帶坡度補償 圖5 m=m2 時，電感電流波形 2.減小尖峰值/平均值誤差電流模式控制的實質(zhì)是使平均電感電流跟隨誤差電壓 Ve 設定的值,即可用一個恒流源來代替電感,使整個系統(tǒng)由二階降為一階。但如圖6 所示,尖峰電流控制模式中隨著占空比1、2 的不同,電感電流的平均值I1、I2 亦不同。如圖7 示,可以通過斜坡補償來獲得不同占空比下一致

10、的電感電流。圖 6 尖峰電流控制模式中不帶斜坡補償?shù)钠骄娏骱图夥咫娏鞑ㄐ螆D另外圖7 所示的電感電流平均值和峰值間也存在差值,在電路中由于電感電流的紋波相對電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環(huán)的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤差可以忽略;在電路中,峰值要跟隨輸入電網(wǎng)的正弦波,所以和平均值間的誤差很大。這種誤差最大,需要一個大電感來使電感電流的紋波變小,減小抗干擾能力。這也是在中采用平均值電流模式的原因。圖 7 尖峰電流控制模式中帶斜坡補償?shù)钠骄娏骱图夥咫娏鞑ㄐ螆D3.抑制次諧波振蕩內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰是電流模式控制的一個重要問題。這種增益尖峰發(fā)生在二分之一開關頻率處,使相移超出范圍,導致不

11、穩(wěn)定,并使電壓環(huán)進入次諧波振蕩。這時在連續(xù)固定的驅(qū)動脈沖下,輸出占空比卻在變化,如圖8 所示。采用斜坡被償也能很好地抑制次諧波振蕩。圖8 次諧波振蕩時的電感電流波形 4.振鈴電感電流 電感電流對電源或負載的瞬態(tài)變化產(chǎn)生振鈴響應; 在開關頻率附近控制環(huán)路增益達到最高,從而產(chǎn)生不穩(wěn)定趨向。通過斜坡補償可以抑制這種振鈴電感電流,例如當補償坡度為電感電流下降沿的斜率時(即=-2),振鈴電流在一個周期內(nèi)就完全得到了抑制。圖 9 等效電感電流、電流誤差和周期T 的關系曲線斜坡補償設計步驟：圖 10 示出斜坡補償電路。1 和2 組成了從晶振的輸出到限流引腳(腳1)的分壓網(wǎng)絡,迭加斜坡補償信號到初級

12、的電流波形,1、2 值的比例決定了所加的斜坡補償量。電容1是交流耦合電容,使晶振的交流分量耦合到2,去掉了直流偏置部分。2 和1 組成濾波電路,濾去初級中的前沿尖峰,避免誤動作。? 是晶振鋸齒波的峰峰值。將電容去掉得到圖11 簡化電路。圖10 斜坡補償電路 圖 11 簡化的斜坡補償電路 四、電流控制技術及斜坡補償?shù)膽?. 平均電流法電路設計實例設計 1200功率因數(shù)校正電路,采用電路的拓撲,平均電流法的控制電路,3854的控制芯片。電路參數(shù)如下:輸入電壓:in=220±25%(165275);直流輸出電壓:o=410;開關頻率:fs=80;功率因數(shù):PF>

13、0.993;效率:?>0.95;電感:L=600;檢測變壓器變比:1100;檢測電阻:15O。電流環(huán)設計為了穩(wěn)定運行,須進行電流環(huán)相位補償。電流環(huán)補償后在開關頻率附近提供平穩(wěn)增益。在低頻的零點響應提供高增益完成平均電流控制工作。在開關頻率附近誤差放大器的增益要配合電感電流的下降沿。本設計開關頻率為80KHz,單位增益交越頻率應為14KHz(1/6 開關頻率),但本電流環(huán)的主要工作是跟蹤線電流,故10KHz 的帶寬是合適的值。電流環(huán)的零點必須設置在交越頻率上,或低于交越頻率處。如設置在交越頻率上,相位裕度有45°,低于交越頻率則相位裕度更大點。45°的相位裕度的系統(tǒng)工作

14、穩(wěn)定、低過沖、干擾小,所以將零點設置在略低于交越頻率處(fs 為10KHz)。當極點高于開關頻率的1/2 時,極點不會影響控制環(huán)的頻率響應。為了減少對噪聲的敏感性,極點通常設置在開關頻率附近。本設計設置極點在開關頻率處(fp 為80)。設計電流環(huán)的過程為先算出零點時功率部分的增益,而功率部分增益乘以電流放大器增益為整個電流環(huán)增益,整個電流環(huán)的增益為1 時算出電流放大器的交越頻率(即零點),并且在交越頻率處電流環(huán)的增益是功率部分增益的倒數(shù),由此算出電流環(huán)的增益,由該增益算出補償網(wǎng)絡的電阻,由電阻和零點頻率算出補償網(wǎng)絡的零點電容,再由極點頻率算出補償網(wǎng)絡的極點電容。具體計算過程為:電感電流的下降沿

15、=(o-in)/;最壞情況(in=0),電感電流的下降沿=o/;晶振坡度=s/s=ss。因為電流放大器的輸出不能大于晶振的輸出,即電感電流的坡度不能大于晶振的坡度,所以電流放大器的增益最大時PWM 比較器的兩個輸入端信號相等,此時為:  s而零點處功率部分的增益為： 因為交越頻率處整個電流環(huán)為單位增益，所以電流環(huán)增益為1，電流環(huán)增益及交越頻率為：即交越頻率為開關頻率的  ca G 電流放大器的增益id G 功率部分的增益se V 晶振峰峰值rs V 檢測電阻電壓ca V 電流放大器輸出電壓sense R 檢測電阻i R 從電流檢測到電流放大器的反向輸入端

16、電流環(huán)的增益圖(圖13)和電流誤差放大器的電路圖(圖14)如下所示。  圖 13 電流環(huán)波特圖 圖 14 電流環(huán)誤差放大器電壓環(huán)設計為了工作穩(wěn)定,必須進行電壓環(huán)補償。與穩(wěn)定性相比,功率因數(shù)校正電路電壓環(huán)更需要的是保持輸入線電流畸變小。電壓環(huán)的帶寬必須設計得足夠低以衰減輸出電容上的工頻2 次諧波;電壓誤差放大器也必須有足夠的相位裕度以在相位上跟蹤輸入電流,使功率因數(shù)提高。電路輸出部分的低頻模式是電流源驅(qū)動電容的一階電路,功率部分和電流反饋環(huán)組成該電流源,輸出電容組成該電容,該模式具有-20/十倍頻的增益特性。如果電壓反饋環(huán)在這附近閉合,它將有恒定的增益并且穩(wěn)定,但在

17、抑制2 次諧波引起的畸變方面性能差,放大器需要一個極點以減少紋波電壓增益,并且使相移為90°,由此找到單位增益交越頻率和極點位置。電壓環(huán)的設計與要達到的有關,電壓誤差放大器輸出端產(chǎn)生的1.5%的2 次諧波將在電路輸入端產(chǎn)生0.75%的3 次諧波。 因為在設計中要求不大于3%,允許分配給電壓誤差放大器的輸出紋波比例是1.5%。為了提供足夠的相位裕度,極點設置在交越頻率上,整個回路增益將在45°的相位裕度。電壓環(huán)部分的設計從計算輸出電容上允許的 2 次諧波電壓開始,再計算電壓放大器允許的輸出2 次諧波,及由此算出電壓放大器的2 次諧波增益值,由該增益值可以算出電壓環(huán)的

18、補償電容。功率部分的增益和電壓環(huán)的增益組成整個電壓環(huán)的增益,整個電壓環(huán)的增益為1 時算出交越頻率。再由交越頻率算出補償網(wǎng)絡的電阻。計算方式如下:當 q=24 時,k<0.105 將確保軟開關。當roff<(1-Dmax)T=0.1時,Troff 最小。當q=24時,k<0.09。兼顧考慮,應取=0.09; Lr=6.5,其值根據(jù)求得; Ls=30,確定值最直接的方法是要求r 工作范圍滿足/10<</2。值大小的選擇應確保在所有的輸入電壓范圍內(nèi)Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 時達到最小的電壓應力; Cs=2,在整個開關周期內(nèi)S 可被看作是相對恒定的值。這樣可保證Ls 和Cs 的諧振周期是開關周期的若干倍。2.峰值電流控制芯片UC3846 進行斜坡補償電路設計舉例主電路拓撲采用雙管正激電路UC3846 的斜坡補償選擇電路根據(jù)峰值電流控制的