用于LTE接收機(jī)的MMSE-FDE均衡算法

1、用于LTE接收機(jī)的MMSE-FD均衡算法MMSE-FDEEqualizationAlgorithmforLTEReceiverWANGLianyoul,2,LUZhimaol,SHIDai2(1.CollegeofInformationandCommunications,HarbinEngineeringUniversity,Harbin,150001,China;2.StateKeyLaboratoryofWirelessCommunications(CATT),Beijing,100083,China):AccordingtothecharacteristicsofLTEuplinkSIM

2、Oreceiver,theMMSE-RISICequalizerissimplifiedandtheMMSE-FDEequalizerisgained.Allstepsofthisequalizerperforminfrequencydomain,thecomplexityofalgorithmdecreasesharply.Throughsimulationincomputer,theresultshowsthatMMSE-FDEequalizerremovessometheinter-symbol-interference(ISI)introducedbytheMMSEequalizeri

3、nEPAandEVAchannelwhicharethecommonchannelsin3GPPLTEprotocol,andtheabilityofthesystemisimprovedobviously.Keywords:LTEsystem;uplinkSIMO;MMSE-FDEequalizer;inter-symbol-interference0引言LongTermEvolution(LTE)上行傳輸方案米用帶CyclicPrefix(CP)的Single-CarrierFrequencyDivisionMultipleAccess(SC-FDMA方案1,其最大的優(yōu)點(diǎn)之一就是可以進(jìn)行低

4、復(fù)雜度的頻域均衡。然而，傳統(tǒng)的兩種線性均衡算法ZeroForce(ZF)和MinimumMeanSquareError(MMSE)都有著自身的不足,ZF均衡在頻率選擇性信道中，尤其是信道具有頻域上的深衰落極點(diǎn)時(shí)會(huì)放大噪聲，使性能嚴(yán)重下降。MMS均衡雖然限制住了噪聲的放大，卻也引入了一部分干擾2。文獻(xiàn)3提出的MMSE-ResidualISICanceHation(MMSE-RISIC)均衡器，其思想就是消除MMS均衡的殘留碼間干擾，在IEEE802.16的SC-FDE系統(tǒng)中仿真，比較有效地消除了MMS均衡器殘留的碼間干擾。本文對(duì)MMSE-RISIC算法進(jìn)行簡化，形成一種新的均衡器，因其全部處理過

5、程都在頻域處理，故稱之為MMSE-FDE(FrequencyDomainProcession)算法。并且在LTEULSIMO1X2環(huán)境下進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果證實(shí)了MMSE-FD均衡算法在LTE最常見的EPA和EVA信道下性能比MMSE均衡有較明顯的提升。1 LTE上行接收機(jī)模型整個(gè)LTE上行接收機(jī)系統(tǒng)框圖如圖1所示，接收到的時(shí)域信號(hào)r去掉CP,經(jīng)過FFT運(yùn)算，去掉在頻域添加的Guard變?yōu)镽,DMRS和數(shù)據(jù)分開，DMRS進(jìn)行信道估計(jì)和信噪比計(jì)算，估計(jì)到信道的傳遞函數(shù)和信噪比1/SNR,然后經(jīng)過均衡器得到頻域的軟比特?cái)?shù)據(jù)4o經(jīng)IFFT運(yùn)算還要經(jīng)過一系列步驟的處理才得到最后的媒體接入層(MAC

6、)向物理層(PHY)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。圖1LTE上行基站接收系統(tǒng)框圖2. 適合LTESC-FDMASIMO勺MMSE-FD均衡算法3. 1MMSE-FDE均衡算法結(jié)構(gòu)文獻(xiàn)提出的MMSE-RISIC勻衡方式，在MMS均衡輸出并判決出時(shí)域信號(hào)后，經(jīng)過FFT運(yùn)算得到頻域形式，然后通過反饋函數(shù)B估計(jì)出碼間干擾，并轉(zhuǎn)化為時(shí)域形式后，在時(shí)域進(jìn)行-操作，以消除碼間干擾。這是一種比較簡單的判決反饋均衡器的方法其框圖如圖2所示。圖2IEEE802.16的SC-FDE下的MMSE-RISIC框圖但是，其實(shí)數(shù)據(jù)信號(hào)、傳遞函數(shù)1,2都是頻域數(shù)據(jù)，在信道估計(jì)得較準(zhǔn)確的情況下，可以在不進(jìn)行時(shí)域判決的情況下在頻域直接進(jìn)行反饋處理

7、，這樣可以大大降低算法的復(fù)雜度，減少IFFT和FFT運(yùn)算，更方便于DSP實(shí)現(xiàn)。于是得到了MMSE-FD均衡器的框圖如圖3所示。圖3MMSE-FD框圖4. 2LTESIMO1X2下MMSE-FD反饋函數(shù)B的計(jì)算當(dāng)前標(biāo)準(zhǔn)_11£上行SC-FDMA，SIMO結(jié)構(gòu)，即傳輸分集。以兩天線為例，對(duì)于LTE上行SC-FDM/SIMO接收系統(tǒng)下的頻域MMSE均衡算法有：=*lRl+*2R212+22+l/SNRMMSE式中:R1是接收機(jī)天線1接收到的數(shù)據(jù)；R2是接收機(jī)天線2接收到的數(shù)據(jù);1是由信道估計(jì)出發(fā)射天線到接收天線遞函數(shù)；一1/SNRMMS估計(jì)出的是信號(hào)噪聲功率比的倒數(shù)。1的信道=*lRl+*

8、2R212+22+l/SNRMMSE=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE+傳遞函數(shù);2是信道估計(jì)出的由發(fā)射天線到接收天線2的信道傳*lNl+*2N212+22+l/SNRMMSE由此式得出MMS均衡后輸出殘留的碼間干擾部分=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE根據(jù)上式，得到MMSE-FD均衡器的反饋函數(shù)：B=-l/SNRMMSE12+22+l/SNRMMSE3測試過程及結(jié)果4.1 測試信道環(huán)境選擇3GPFLTE標(biāo)準(zhǔn)中最常見的ExtendedPedestrianA(EPA)和ExtendedVehicularA(EVA)信道模型作為測試信道，多普勒頻移分別為5Hz,

9、30Hzo所以簡稱兩種信道為EPA-5和EVA-30信道。表1是兩種信道的參數(shù)表6o采用這兩種測試信道進(jìn)行MMSE-FD算法和MMS均衡的性能比較。接收機(jī)系統(tǒng)如圖1所示。10MHz帶寬下，調(diào)制方式16QAM,FFTsize1024,CP長80或72(symbol1和symbol7的CP長80,其他symbolCP長727),有效子載波數(shù)為600。信道估計(jì)采用性能優(yōu)良的DFTbased算法,Turbo譯碼迭代2次,單用戶單發(fā)射天線雙接收天線。表1EPA信道和EVA信道參數(shù)表路徑EPA-5信道EVA-30信道多徑時(shí)延/ns歸一化功率/dB多徑時(shí)延/ns歸一化功率/dB100.000.0230-1.030-1.5370-2.0150-1.4490-3.0310-3.65110-8.0370-0.66190-17.2710-9.17410-20.81090-7.081730-12.092510-16.93.2測試結(jié)果誤碼率曲線EPA-5信道環(huán)境下的輸出誤碼率曲線比較如圖4所示,EPA-30信道環(huán)境下的輸出誤碼率曲線比較如圖5所示。圖4EPA-5信道環(huán)境下的輸出誤碼率曲線比較圖5EVA-30信道環(huán)境下的輸出誤碼率曲線比較4結(jié)語由以上的仿真測試結(jié)果可知，MMSE-FD均衡的性能還要