D類功率放大器設(shè)計(jì)報(bào)告

1、D類功率放大器設(shè)計(jì)報(bào)目錄摘要關(guān)鍵字1. 設(shè)計(jì)分析2. 系統(tǒng)方案前置放大電路的論證與選擇三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇調(diào)制電路的設(shè)計(jì)整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路設(shè)計(jì)低通濾波器設(shè)計(jì)3. 測試方案與測試結(jié)果電路測試測試結(jié)果與改進(jìn)方案4. 測試結(jié)果測試結(jié)果結(jié)果數(shù)據(jù)分析附錄1：參考文獻(xiàn)附錄2：電路圖摘要本文主要論述了D類功率放大器的系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案、理論分析與計(jì)算和系統(tǒng)硬軟件設(shè)計(jì)等，D類功率放大器由+5V電源供電，整個(gè)系統(tǒng)主要由前置放大電路、三角波產(chǎn)生電路、PWMM制電路、功率放大電路、低通濾波電路組成。通過該系統(tǒng)的各個(gè)部分的功能實(shí)現(xiàn)了對(duì)音頻信號(hào)的放大作用。關(guān)鍵詞D類功率放大器、PWMft寬調(diào)制、功率放大、四

2、階巴特沃斯濾波器、H橋功率放大器電路D類功率放大器1. 設(shè)計(jì)分析音頻功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在發(fā)聲輸出元件上重新產(chǎn)生真實(shí)、高效和低失真的輸入音頻信號(hào)。衡量音頻放大器優(yōu)劣的主要性能，一是它的頻率特性指標(biāo)，包括頻率響應(yīng)、諧波失真度和互調(diào)失真度；二是它的時(shí)間特性指標(biāo)，包括瞬態(tài)響應(yīng)、瞬態(tài)互調(diào)失真和阻尼系數(shù)；三是信號(hào)噪聲比、最大輸出動(dòng)態(tài)范圍、最大功率和效率；尤其第三個(gè)方面的性能指標(biāo)主要由功率放大器實(shí)現(xiàn)。傳統(tǒng)的低頻功率放大器主要有：A類（甲類）、B類（乙類）及AB（甲乙類）。A類放大器的晶體管總是處于導(dǎo)通狀態(tài)，即在一個(gè)輸入信號(hào)周期內(nèi)，功率器件都是導(dǎo)通的，也就是說沒有信號(hào)輸入時(shí)，晶體管也有

3、輸出功率，因此晶體管功耗非常大。因?yàn)橥ǔＳ泻艽蟮闹绷髌秒娏髁鬟^晶體管，而沒有提供給負(fù)載，盡管其效率很低（約20%），但精度非常高。它的優(yōu)點(diǎn)是輸出信號(hào)的失真比較小，缺點(diǎn)是輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍小、效率低，理想情況下其效率為25%。B類放大器采用兩只晶體管推拉工作，每只晶體管工作半個(gè)周期：一只晶體管工作于輸入信號(hào)的正半周，另一只晶體管則工作于輸入信號(hào)的負(fù)半周，因此在理論上兩只晶體管不會(huì)在同一時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。在沒有輸入的情況下，兩只晶體管均處于截止?fàn)顟B(tài)且無輸出功率，因此其效率高于A類放大器。由于晶體管都需要一定的開通時(shí)間，這樣，在兩只三極管交替工作過程中，輸出端存在一個(gè)短暫的無輸出功率狀態(tài)，這個(gè)無功率區(qū)域

4、稱為交越區(qū)，這就造成了相對(duì)較大的信號(hào)失真。在理想情況下，其效率為75%，實(shí)際使用中，效率約為40%左右。AB類放大器與B類放大器非常相似，由于AB類放大器使用了小的直流偏置電流，使兩只晶體管在同一時(shí)刻微導(dǎo)通以消除交越失真，因而其性能有所改善。AB類放大器的效率（約為50%）不如B類放大器高，但精度得到了提高，因此常作為音頻放大器使用。D類放大器由于采用了不同于上述各類放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（見圖2-10），其功耗遠(yuǎn)低于上述任何一類放大器。2. 系統(tǒng)方案根據(jù)設(shè)計(jì)要求及對(duì)各類低頻功率放大器的分析，本設(shè)計(jì)選用D類放大器，它由前置放大器、三角波產(chǎn)生電路、脈寬調(diào)制器、整形電路、延時(shí)及驅(qū)動(dòng)電路、功率放大器及低通

5、濾波器等組成。其系統(tǒng)框圖如圖所示。前置放大器的作用一方面要滿足系統(tǒng)對(duì)輸入阻抗大于10K的要求，另一方面可使電壓放大倍數(shù)從1至20倍可調(diào)，前置放大電路由寬帶運(yùn)算放大器及電阻、電容組成。三角波產(chǎn)生電路的作用是產(chǎn)生固定頻率的載波，根據(jù)節(jié)對(duì)脈沖寬度調(diào)制（PWM的理論分析，當(dāng)載波比N固定，且N20時(shí)，調(diào)制器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，即在每個(gè)音頻信號(hào)周期內(nèi)，PW咻沖的占空比正比于圖2-15高效率音頻功率放大器系統(tǒng)框圖音頻信號(hào)的幅度，考慮到低通濾波器的幅頻特性，本設(shè)計(jì)選用四階巴特沃思LC濾波器，它對(duì)150KHz的載波信號(hào)衰減達(dá)60dB。因此，綜合考慮上述因素，三角波產(chǎn)生

6、電路的頻率選為150KHz,三角波電路由寬帶運(yùn)算放大器及高速電壓比較器組成。脈寬調(diào)制器由于使用自然采樣法產(chǎn)生PW脈沖，故電路采用高速電壓比較器。由于設(shè)計(jì)要求功率放大器為+5V供電，這樣電壓比較器也采用單電源供電，因而電壓比較器輸出為單極性PWMB制信號(hào)。整形電路的作用是將調(diào)制器輸出的PW罐號(hào)變換成為一對(duì)反相的脈沖信號(hào)，以驅(qū)動(dòng)功放電路，本系統(tǒng)采用反相施密特觸發(fā)器作為整形電路。延時(shí)及驅(qū)動(dòng)電路的作用一是將整形電路輸出的一對(duì)反相的脈沖信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)难訒r(shí)，以避免晰MO管上、下同時(shí)導(dǎo)通；二是給功放管提供合適的驅(qū)動(dòng)電流。D類功率放大器采用增強(qiáng)型MO管組成的晰高速開關(guān)電路，由于它工作于開關(guān)狀態(tài)，輸出管的功率損

7、耗極低，因而有效功率可以達(dá)到很高。前置放大電路的論證與選擇當(dāng)輸入信號(hào)離測量放大器較遠(yuǎn)或干擾較大時(shí)，會(huì)造成兩點(diǎn)地電位不統(tǒng)一，這樣不可避免存在長線干擾和傳輸網(wǎng)絡(luò)阻抗不對(duì)稱引入的誤差。為了抑制干擾、減少誤差，運(yùn)放通常采用差動(dòng)輸入方式。儀用放大器的特點(diǎn)是：高輸入阻抗，以抑制信號(hào)源于傳輸網(wǎng)絡(luò)電阻不對(duì)稱引入的誤差；高共模抑制比，以抑制各種共模干擾引入的誤差；高增益及寬的增益調(diào)節(jié)范圍，以適應(yīng)信號(hào)源電平的寬范圍；抑制共模信號(hào)干擾的最常用的方法，是在基礎(chǔ)同相并聯(lián)電路之后，再接一級(jí)差動(dòng)運(yùn)算放大器，電路如圖2-19所示，它不僅能割斷共模信號(hào)的傳送，還將雙端變單端，以適應(yīng)接地負(fù)載的需要。儀用放大器均采用雙電源供電，由

8、于設(shè)計(jì)要求功率放大器的電源電壓為+5V,如果前置放大器采用雙電源供電，則信號(hào)在處理過程中要采用提升直流電壓的方法來變換信號(hào)，電路形式過于復(fù)雜。按設(shè)計(jì)要求，功放部分為單電源供電，故前置放大及整個(gè)系統(tǒng)均采用單電源供電為宜。由于設(shè)計(jì)要求電壓增益為120倍連續(xù)可調(diào)，輸入信號(hào)最高頻率為20kHz,且輸入阻抗要求不高，為10k故本設(shè)計(jì)采用具有單電源供電的運(yùn)放組成的前置放大器。電路如圖2-20所示。能夠使用單電源供電的運(yùn)放有uA741、oP07、NE553汲TLC450淮。對(duì)于UA741和OP0在相同輸入條件下，當(dāng)電壓增益為100時(shí)，對(duì)應(yīng)的帶寬為10kHz；對(duì)于NE5532,當(dāng)電壓增益為100倍時(shí)，帶寬為1

9、30kHz；對(duì)于TLC4502,當(dāng)電壓增益為100倍時(shí)，帶寬為1.3MHz。因此選用寬頻帶、低漂移的運(yùn)放TLC4502,組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器，路如圖2-20所示。音頻信號(hào)2）電路參數(shù)選擇及電壓增益的確定由設(shè)計(jì)要求，整個(gè)功放的電壓增益從120連續(xù)可調(diào)，當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為1煙，其負(fù)載8Q電阻上的電壓計(jì)算過程如下:因?yàn)镻oVoIoVo2RlPo為最大不失真輸出功率，Vo為負(fù)載RL8電阻實(shí)際電壓的有效值,這樣VoPoRl.8而Vo的幅值Vom.2Vo其峰-峰值VoPP2Vom故8負(fù)載的峰一峰值VoPP2Vom22.88V由于送至脈寬調(diào)制器A3輸入音頻信號(hào)VPP不能大于2V,這樣，功率

10、放大器最大輸入信號(hào)為2V,所以功率放大器白最大電壓增益AV28/24。由設(shè)計(jì)要求，系統(tǒng)總的電壓增益AVMM20,其中入24,所以要求前置放大器的電壓增益AV15,即可滿足要求。之所以選擇同相放大器，是因?yàn)樗妮斎胱杩馆^大，容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻R10kQ的要求，同時(shí)運(yùn)放在單電源供電時(shí)仍能正常地放大。VVCC2.5V,一取A4的2,由于設(shè)計(jì)要求系統(tǒng)的輸入電阻大于10kQ,故取Ro%51kQ,則R51/2255kQ。為精確調(diào)整，Ri選用100kQ可調(diào)電位器。因?yàn)镽13Rl2R1320k Q5k Q取標(biāo)稱阻值R1351kQ,為調(diào)整方便，電選用50kQ可調(diào)電位器。三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇按設(shè)計(jì)要求，功率放

11、大電路為+5侔電源供電，這樣就要求毆放大器的調(diào)制信號(hào)為PW彈極性調(diào)制方式，因而本設(shè)計(jì)確定整個(gè)系統(tǒng)均采用+5V4流電源供電。方案一：三角波產(chǎn)生電路由寬帶運(yùn)放及高速電壓比較器組成。三角波產(chǎn)生電路如圖2-16所其中RR2, R3, C1及A組成積分器,R、R、6及A2組成滯回比較器。積分器所用的運(yùn)放采用寬頻、低漂移運(yùn)放TLC4502電壓比較器采用LM311。由于采用+5VS流電源供電，我們將運(yùn)放A腳和電壓比較器A2腳的電位用&調(diào)整為+,同時(shí)設(shè)R5為100kQ,并忽略比較器高電平時(shí)R6上的壓降，則R4的求解過程為5 2.51001R440k Q100R42.5取標(biāo)稱值R439kQo選定工作頻率

12、fo 150kHz ,并設(shè)定R1R2 20kQ。則電容C1的計(jì)算過程如下:對(duì)電容C1的恒流充電或放電電流為I 5 2.5RR22.5RR2電容兩端電壓值為VC1CiTiIdf02.5Ci(R R2)其中Ti為半周期,Tii fo2VC1的最大電壓值為2V,則2.51G(RR2)2foCi2.5(R1 R2)4fo2.533201034150103208pFMCI220PF,R210k巴R1采用20kQ可調(diào)電位器，使振蕩頻率fo在150kHz左右有較大的調(diào)整范圍。方案二：三角波產(chǎn)生電路采用寬帶運(yùn)放。電路如圖2-17所示，該電路采用+5催電源供電方式，以產(chǎn)生單極性三角波信號(hào)。其中R、R2、氐、以及

13、A1組成電壓比較器，&、C1及4組成積分器，A和A2均采用寬帶運(yùn)放NE5532通過調(diào)整R和R2,使得A腳和A2腳位+電壓，為得到準(zhǔn)確值，R取10kQ,R2用20kQ可調(diào)電位器代替。圖2-17所示電路與節(jié)圖1-19電路相似，圖2-17所示電路輸出電壓和三角波頻率的推導(dǎo)參見節(jié)。三角波的幅值為R5R3三角波頻率為其中，R4取20kQ,R3用500kQ可調(diào)電位器代替，R5用50kQ可調(diào)電位器代替,調(diào)整R5,可使三角波的幅值Vom1V,三角波的頻率f150kHz。foR34R4R5C1經(jīng)比較，使用方案一電路產(chǎn)生的三角波線性度不夠好，方案二電路得到的三角波線性度良好，而且得到三角波幅值與頻率均能滿

14、足設(shè)計(jì)要求，故本設(shè)計(jì)三角波產(chǎn)生電路選用方案二。調(diào)制電路的設(shè)計(jì)PW闞制原理三角波調(diào)制法是建立在每一個(gè)特定時(shí)間間隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上發(fā)展起來的一種脈寬調(diào)制法，如圖2-13所示圖2-13 PWM脈寬調(diào)制示意圖為了得到接近于正弦波的脈寬調(diào)制波形，將正弦波的一個(gè)周期在時(shí)間上劃分成洋?份（時(shí)偶數(shù)），每2一份脈寬都是丁，這樣就可以分別計(jì)算出在各個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)正弦波所包含的面積，如圖2-14所示。圖2-14所示的PWM0制波形中每個(gè)特定的時(shí)間間隔，都可以用一個(gè)脈寬與之對(duì)應(yīng)的正弦波所包含的面積相等或成比例。通過其脈沖幅值都等于Vm的矩形脈沖來代替正弦波的部分，這樣N個(gè)寬度不等的脈沖就組成了一個(gè)與正

15、弦波等效的脈寬調(diào)制波形。假設(shè)正弦波的幅值為Vm,等效矩形波形的幅值為Vm,則各等效矩形脈沖波的寬度i為1 TTVmsind2 iMVmsin d2(i1)-N-Vmcos2AJ2cosliVmNN2 不 sinVmsin2 V-sinV msin N1、2、3式中i是各時(shí)間間隔分段的中心角，也是各等效脈沖位置的中心角。式表明：由能量等效法得出的等效脈沖寬度與分段中心角i的正弦值成正比。用三角波來實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制，可以很方便的利用由運(yùn)算放大器組成的比較器來完成這一功能。假設(shè)三角波的頻率f與正弦波的頻率fi之比為f/fi（載波比），為了使輸出波形滿足奇函數(shù)，N應(yīng)該是偶數(shù)。如果假定在正弦波大于三角波部分

16、所產(chǎn)生脈沖的中心位置在每一段脈沖的中心，并以i代表的話，則角度i為i-,i1、2、3NN從圖2-14可以看出，由于abg與cdg相似，所以cdlgabhg這樣一ablgcd-hg圖2-14由于hgVm（Vm三角波幅值）lgVmsini（%為正弦波幅值）如果令脈寬iCd,則VmsinNVm當(dāng)N20時(shí),sinN2i"NN代入式可以得到i2Vmsinsin紅VmNNN式說明：當(dāng)載波比N固定，且大于20以上時(shí)，在比較器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，該脈沖寬度也正比于分段中心角i的正弦值。對(duì)于脈寬調(diào)制波形，其基波和各次諧波的幅值表達(dá)式為4EVmn n4EVm1

17、 一N萬(k 1N-2(k 11)k 12cos i cos i 21)k 12cos i cos 2.式由式與式可知：基波幅值%及各次諧波幅值Vmn與脈沖寬度i有關(guān),Vm而脈沖寬度i又與調(diào)幅比Vm有關(guān)。在正弦波的幅值小于三角波的幅值時(shí)，比較器輸出電壓的基波分量幾乎與調(diào)制波的調(diào)幅比呈線性關(guān)系，即Vm外圍電阻組成的PWMJ制電路能滿足設(shè)計(jì)要求，高速電壓比較器選用精密、故在每個(gè)音頻信號(hào)周期內(nèi),PW脈沖的占空比正比于音頻信號(hào)的幅度。脈寬調(diào)制電路設(shè)計(jì)通過對(duì)脈沖寬度調(diào)制原理的分析，由電壓比較器及三角波信號(hào) 音頻信號(hào)高速比較器LM393,電路如圖2-18所示。將三角波產(chǎn)生電路得到的頻率為150kHz三角波

18、經(jīng)C2耦合，送至A3反相輸入端；音頻信號(hào)經(jīng)C3耦合送至4同相輸入端2-1由PWMj較簫采用+5催電源供電，以產(chǎn)生單極性PW罐號(hào)，通過R6和R7及R8和R9組成分壓電路，分別給A3同相輸入端和反相輸入端提供的靜態(tài)電位，取RR810kQ,為精確調(diào)整電位，R7和R9選用20kQ可調(diào)電位器。由于三角波峰-峰值VPP2V0所以要求音頻信號(hào)的VPP不能大于2V。否則會(huì)使得功放產(chǎn)生失真。整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路設(shè)計(jì)非重疊時(shí)間的建立（驅(qū)動(dòng)死區(qū)時(shí)間的建立）電路如圖2-21所示，本設(shè)計(jì)功放級(jí)為H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路，它由T7T10四只增強(qiáng)型場效應(yīng)管組成，其工作形式是當(dāng)丁7、T10導(dǎo)通時(shí)，丁8、丁9截止。由于增

19、強(qiáng)型場效應(yīng)管有非常低的導(dǎo)通電阻，因而避免上下管同時(shí)導(dǎo)通的情況顯得很重要，因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生一個(gè)從+5V®地的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流：最好的情況是晶體管發(fā)熱并消耗功率，最壞的情況是晶體管被毀壞，所以對(duì)晶體管的控制應(yīng)該后開先合，這可以通過延時(shí)電路提供的一對(duì)有時(shí)間差別的反相脈沖信號(hào)來完成。由脈沖寬度調(diào)制器輸出的PWM1號(hào)經(jīng)施密特觸發(fā)器CC4010醛形后，一路送到R14,R15,C5,T1組成的延時(shí)電路，另一路由另一個(gè)CC4010曲片送至由R7、小、C6及12組成的反相電路。在由R14、R15、C5及TI組成的延時(shí)電路中，通過調(diào)整R14和C5來控制T1飽和導(dǎo)通的時(shí)間。使下上升

20、沿比T2下降沿延時(shí)0.11,從而達(dá)到控制功功率管導(dǎo)通時(shí)序。在R17、C6及七組成的反相電路中，C6的作用是加速上的導(dǎo)通和截止。驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路（1）.原理在陵放大器中，比較器的輸出與功率放大電路相連，功放電路采用金屬氧化物場效應(yīng)管（MOSFET替代雙極型晶體管（BJT）,這是由于前者具有更快的響應(yīng)時(shí)間，因而適用于高頻工作模式。D類放大器需要兩只MOSFET它們在非常短的時(shí)間內(nèi)可完全工作在導(dǎo)通或截止?fàn)顟B(tài)下。當(dāng)一只MOSFET全導(dǎo)通時(shí)，其管壓降很低；而當(dāng)MOSFET全截止時(shí)，通過管子的電流為零。兩只MOSFET替工作在導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)的開關(guān)速度非?？?，因而效率極高，產(chǎn)生的熱量很低，所以我放大器不需

21、要散熱器。聯(lián)放大器的兩只MOSFET用半橋連接結(jié)構(gòu)，一只是N勾道MOSFET（NMOS月一只是P溝道MOSFET（PMOS的使MOSFET全導(dǎo)通，它必須工作在飽和狀態(tài)。對(duì)于NMOS,柵源電壓（VGS）必須高于閾值電壓（VT3V）。由于MOSFET電阻區(qū)域內(nèi)的VGSI壓可能圖：NMOS在3至41間，因此VGSt好選為5V。當(dāng)VG效5V時(shí)，MOSFET當(dāng)于短路，沒有管壓降，電源電壓全部加在電阻上；當(dāng)VGS®于VTH,MOSFET止，相當(dāng)于開圖：PMOS路，電阻中沒有電流，電源電壓全部加在MOSFET(如圖。對(duì)于一個(gè)PMOS,VT為負(fù)壓(VT-3V),止匕時(shí)為使MOSFET通，VG泌須比V

22、TI低(VGS-5V)。截止時(shí)VGSW需要高于VT(VGS>VT),如圖所示基于上述原理，NMO管和PMOS的連接方式如圖所示。當(dāng)柵極輸入為高電平(VGS5V)時(shí)輸出為低電平；當(dāng)柵極輸入為負(fù)電平(VGS-5V)時(shí)輸出為高電平。比較器的輸出(即MOSFBT輸入)應(yīng)為兩種電壓以確保NMOSPMO管能夠完全導(dǎo)通或截止。圖：半橋連接(2)設(shè)計(jì)信號(hào)經(jīng)我放大器中的功放級(jí)之后通過一個(gè)低通濾波器來恢復(fù)原始信號(hào)，一個(gè)簡單的LCS波器可以將PWMI號(hào)復(fù)原為具有一定失真的模擬信號(hào)波形，與濾波器相連的是一個(gè)模擬揚(yáng)聲器的8Q電阻。為提高功率管的開關(guān)速度，應(yīng)該為功率管提供一個(gè)產(chǎn)生較大驅(qū)動(dòng)電流的驅(qū)動(dòng)電路，該電路由T3

23、和"及T5和T6分別以共集電極電路組成。由于共集電極電路具有很低的輸出阻抗，又有較大的電流放大作用，故該電路由三極管組成。功放電圖2-21整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路路由T7、T8、T9、T10組成，采用增強(qiáng)型場效應(yīng)管，其中P溝道管采用IRFD9120,N勾道管采用IRFD120。之所以采用場效應(yīng)管而不采用三極管作為功放輸出，是因?yàn)槿龢O管需要多達(dá)20%勺額外集電極電流以保證飽和度，而增強(qiáng)型場效應(yīng)管需要的驅(qū)動(dòng)電流小得多，由于它是一種多數(shù)載流子器件，其電荷存儲(chǔ)效應(yīng)不是很明顯，故它能夠以較高的速度工作；另外，它沒有三極管特有的二次擊穿機(jī)理，故發(fā)生熱擊穿的可能性較小。互補(bǔ)PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替

24、開啟T7和T10（或T8和T9）低通濾波器設(shè)計(jì)由于D類功放管最終輸出是一個(gè)音頻方波，為了從PW般形中提取音頻信號(hào)，需要將D類功放的輸出送人一個(gè)低通濾波器再接負(fù)載。設(shè)計(jì)時(shí)采用4階巴特沃思通濾波器。由于音頻信號(hào)最高頻率為20kHz,要做到20kHz帶寬內(nèi)增益下降小于3dB,則要求濾波器具有截止頻率為40kHz的巴特沃思響應(yīng)，以達(dá)到最大平坦通帶，本系統(tǒng)根據(jù)歸一化LPF來設(shè)計(jì)巴特沃思四階低通濾波器。1）歸一化LPF設(shè)計(jì)方法歸一化低通濾波器設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)，指的是特征阻抗為1且截止頻率為1的基準(zhǔn)低通濾波器的數(shù)據(jù)0.159Hz在設(shè)計(jì)巴特沃思型的歸一化LPF的情況下，以巴特沃思的歸一化LPF設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)為基準(zhǔn)濾波器，將

25、它的截止頻率和特征阻抗變換為待設(shè)計(jì)濾波器的相應(yīng)值。對(duì)濾波器截止角頻率的變換是通過先求出待設(shè)計(jì)濾波器截止角頻率與基準(zhǔn)角頻率的比值M，再用這個(gè)M去除濾波器中的所有元件值來計(jì)算所需參數(shù)，其計(jì)算公式如下:M待設(shè)計(jì)濾波器的截止頻率基準(zhǔn)濾波器的截止頻率L(base)L m(new) m(new)MC(base)表2-3歸一化巴特沃斯型LPF待設(shè)計(jì)濾波器階數(shù)數(shù)據(jù)模型基準(zhǔn)2濾工波器3rrt濾波器特征阻抗的比值K,再用這個(gè)K去乘基準(zhǔn)濾波器中的所有電感元件值和用這個(gè)K去除基準(zhǔn)濾波器中所有電容元件值來計(jì)算所需參數(shù)。其計(jì)算公式如下：K待設(shè)計(jì)濾波器的特征阻抗基準(zhǔn)濾波器的特征阻抗.式Lk(new)L(base)? KCk

26、(new)C(base)K那么,對(duì)于待設(shè)計(jì)的LPF濾波器而言，其計(jì)算公式為:L(new)K L(base)式C(new)C(base)M K.式表2-3給出了25階巴特沃思型濾波器的基準(zhǔn)濾波器數(shù)據(jù)，并可按圖2-22所示步驟進(jìn)行濾波器的設(shè)計(jì)2）參數(shù)計(jì)算由設(shè)計(jì)要求，3dB通頻帶為30020kHz,故濾波器截止頻率為40kHz。由于功率管是交替開啟T7、7（或T8、T9）,則與T7、7輸出連的低通濾波器的負(fù)載為4,故按最大功率傳輸原則，四階巴特沃歸一化低通濾波器思低通濾波器的特征阻抗選為4截止頻率變換截止頻率變換特征阻抗變換圖2-22用歸一化LPF設(shè)計(jì)濾波器的步驟由式，所要求設(shè)計(jì)的LPF的截止頻率為

27、40kHz ,故40103Hz5M2.512105(4)Hz特征阻抗變換由式，所要求設(shè)計(jì)的LPF的特征阻抗為4四階Butterworth低通濾波器的電感電容參數(shù)由表2-3中四階Butterworth低通濾波器的歸一化LPF基準(zhǔn)濾波器的參數(shù)設(shè)Li0.76537H、L21.84776H、Ci1.84776F、C20.76537F將式、式代入式中得到待設(shè)計(jì)LPF的電感參數(shù)為NEW0.76537 K 0.76537 42.512 10512.29 出1.84776 42.512 10529.42 出1.84776KL2NEW二M將式、式代入式中得到待設(shè)計(jì)LPF的電容參數(shù)為c1.847761.84776

28、CNEW1.84pFMK42.512105c0.765370.76537C2NEW-0.76FMK42.512105MC1NEW2.2口，C2NEW10，電感采用無損磁芯及細(xì)包漆線繞制而成，其電感值可用專用測量儀器測量得到，故可取理論值為其實(shí)際值來繞制電感線圈。3.測試方案與測試結(jié)果電路測試三角波產(chǎn)生電路的調(diào)試(1)、將2號(hào)管腳的點(diǎn)位調(diào)至(2)然后調(diào)節(jié)電阻R3與R5的阻值，以此來調(diào)節(jié)三角波的頻率與幅02-r二角族產(chǎn)生堂路(方案二)三角波的幅值:三角波的頻率:fo4R4R5C1用以上方法將三角波的幅值調(diào)至2V,頻率調(diào)至150KHz左右前置放大電路的調(diào)試(1)將3號(hào)管腳的電位調(diào)至(2)然后調(diào)節(jié)電阻R12,將放大后的信號(hào)幅值調(diào)至左右音頻信號(hào)HF- io nF