D類功率放大器設計報告

1、D類功率放大器設計報目錄摘要關鍵字1. 設計分析2. 系統(tǒng)方案前置放大電路的論證與選擇三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇調制電路的設計整形、延時、驅動及功放輸出電路設計低通濾波器設計3. 測試方案與測試結果電路測試測試結果與改進方案4. 測試結果測試結果結果數(shù)據(jù)分析附錄1：參考文獻附錄2：電路圖摘要本文主要論述了D類功率放大器的系統(tǒng)設計方案、理論分析與計算和系統(tǒng)硬軟件設計等，D類功率放大器由+5V電源供電，整個系統(tǒng)主要由前置放大電路、三角波產(chǎn)生電路、PWMM制電路、功率放大電路、低通濾波電路組成。通過該系統(tǒng)的各個部分的功能實現(xiàn)了對音頻信號的放大作用。關鍵詞D類功率放大器、PWMft寬調制、功率放大、四

2、階巴特沃斯濾波器、H橋功率放大器電路D類功率放大器1. 設計分析音頻功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在發(fā)聲輸出元件上重新產(chǎn)生真實、高效和低失真的輸入音頻信號。衡量音頻放大器優(yōu)劣的主要性能，一是它的頻率特性指標，包括頻率響應、諧波失真度和互調失真度；二是它的時間特性指標，包括瞬態(tài)響應、瞬態(tài)互調失真和阻尼系數(shù)；三是信號噪聲比、最大輸出動態(tài)范圍、最大功率和效率；尤其第三個方面的性能指標主要由功率放大器實現(xiàn)。傳統(tǒng)的低頻功率放大器主要有：A類（甲類）、B類（乙類）及AB（甲乙類）。A類放大器的晶體管總是處于導通狀態(tài)，即在一個輸入信號周期內，功率器件都是導通的，也就是說沒有信號輸入時，晶體管也有

3、輸出功率，因此晶體管功耗非常大。因為通常有很大的直流偏置電流流過晶體管，而沒有提供給負載，盡管其效率很低（約20%），但精度非常高。它的優(yōu)點是輸出信號的失真比較小，缺點是輸出信號的動態(tài)范圍小、效率低，理想情況下其效率為25%。B類放大器采用兩只晶體管推拉工作，每只晶體管工作半個周期：一只晶體管工作于輸入信號的正半周，另一只晶體管則工作于輸入信號的負半周，因此在理論上兩只晶體管不會在同一時間內導通。在沒有輸入的情況下，兩只晶體管均處于截止狀態(tài)且無輸出功率，因此其效率高于A類放大器。由于晶體管都需要一定的開通時間，這樣，在兩只三極管交替工作過程中，輸出端存在一個短暫的無輸出功率狀態(tài)，這個無功率區(qū)域

4、稱為交越區(qū)，這就造成了相對較大的信號失真。在理想情況下，其效率為75%，實際使用中，效率約為40%左右。AB類放大器與B類放大器非常相似，由于AB類放大器使用了小的直流偏置電流，使兩只晶體管在同一時刻微導通以消除交越失真，因而其性能有所改善。AB類放大器的效率（約為50%）不如B類放大器高，但精度得到了提高，因此常作為音頻放大器使用。D類放大器由于采用了不同于上述各類放大器的拓撲結構（見圖2-10），其功耗遠低于上述任何一類放大器。2. 系統(tǒng)方案根據(jù)設計要求及對各類低頻功率放大器的分析，本設計選用D類放大器，它由前置放大器、三角波產(chǎn)生電路、脈寬調制器、整形電路、延時及驅動電路、功率放大器及低通

5、濾波器等組成。其系統(tǒng)框圖如圖所示。前置放大器的作用一方面要滿足系統(tǒng)對輸入阻抗大于10K的要求，另一方面可使電壓放大倍數(shù)從1至20倍可調，前置放大電路由寬帶運算放大器及電阻、電容組成。三角波產(chǎn)生電路的作用是產(chǎn)生固定頻率的載波，根據(jù)節(jié)對脈沖寬度調制（PWM的理論分析，當載波比N固定，且N20時，調制器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，即在每個音頻信號周期內，PW咻沖的占空比正比于圖2-15高效率音頻功率放大器系統(tǒng)框圖音頻信號的幅度，考慮到低通濾波器的幅頻特性，本設計選用四階巴特沃思LC濾波器，它對150KHz的載波信號衰減達60dB。因此，綜合考慮上述因素，三角波產(chǎn)生

6、電路的頻率選為150KHz,三角波電路由寬帶運算放大器及高速電壓比較器組成。脈寬調制器由于使用自然采樣法產(chǎn)生PW脈沖，故電路采用高速電壓比較器。由于設計要求功率放大器為+5V供電，這樣電壓比較器也采用單電源供電，因而電壓比較器輸出為單極性PWMB制信號。整形電路的作用是將調制器輸出的PW罐號變換成為一對反相的脈沖信號，以驅動功放電路，本系統(tǒng)采用反相施密特觸發(fā)器作為整形電路。延時及驅動電路的作用一是將整形電路輸出的一對反相的脈沖信號進行適當?shù)难訒r，以避免晰MO管上、下同時導通；二是給功放管提供合適的驅動電流。D類功率放大器采用增強型MO管組成的晰高速開關電路，由于它工作于開關狀態(tài)，輸出管的功率損

7、耗極低，因而有效功率可以達到很高。前置放大電路的論證與選擇當輸入信號離測量放大器較遠或干擾較大時，會造成兩點地電位不統(tǒng)一，這樣不可避免存在長線干擾和傳輸網(wǎng)絡阻抗不對稱引入的誤差。為了抑制干擾、減少誤差，運放通常采用差動輸入方式。儀用放大器的特點是：高輸入阻抗，以抑制信號源于傳輸網(wǎng)絡電阻不對稱引入的誤差；高共模抑制比，以抑制各種共模干擾引入的誤差；高增益及寬的增益調節(jié)范圍，以適應信號源電平的寬范圍；抑制共模信號干擾的最常用的方法，是在基礎同相并聯(lián)電路之后，再接一級差動運算放大器，電路如圖2-19所示，它不僅能割斷共模信號的傳送，還將雙端變單端，以適應接地負載的需要。儀用放大器均采用雙電源供電，由

8、于設計要求功率放大器的電源電壓為+5V,如果前置放大器采用雙電源供電，則信號在處理過程中要采用提升直流電壓的方法來變換信號，電路形式過于復雜。按設計要求，功放部分為單電源供電，故前置放大及整個系統(tǒng)均采用單電源供電為宜。由于設計要求電壓增益為120倍連續(xù)可調，輸入信號最高頻率為20kHz,且輸入阻抗要求不高，為10k故本設計采用具有單電源供電的運放組成的前置放大器。電路如圖2-20所示。能夠使用單電源供電的運放有uA741、oP07、NE553汲TLC450淮。對于UA741和OP0在相同輸入條件下，當電壓增益為100時，對應的帶寬為10kHz；對于NE5532,當電壓增益為100倍時，帶寬為1

9、30kHz；對于TLC4502,當電壓增益為100倍時，帶寬為1.3MHz。因此選用寬頻帶、低漂移的運放TLC4502,組成增益可調的同相寬帶放大器，路如圖2-20所示。音頻信號2）電路參數(shù)選擇及電壓增益的確定由設計要求，整個功放的電壓增益從120連續(xù)可調，當功放輸出的最大不失真功率為1煙，其負載8Q電阻上的電壓計算過程如下:因為PoVoIoVo2RlPo為最大不失真輸出功率，Vo為負載RL8電阻實際電壓的有效值,這樣VoPoRl.8而Vo的幅值Vom.2Vo其峰-峰值VoPP2Vom故8負載的峰一峰值VoPP2Vom22.88V由于送至脈寬調制器A3輸入音頻信號VPP不能大于2V,這樣，功率

10、放大器最大輸入信號為2V,所以功率放大器白最大電壓增益AV28/24。由設計要求，系統(tǒng)總的電壓增益AVMM20,其中入24,所以要求前置放大器的電壓增益AV15,即可滿足要求。之所以選擇同相放大器，是因為它的輸入阻抗較大，容易實現(xiàn)輸入電阻R10kQ的要求，同時運放在單電源供電時仍能正常地放大。VVCC2.5V,一取A4的2,由于設計要求系統(tǒng)的輸入電阻大于10kQ,故取Ro%51kQ,則R51/2255kQ。為精確調整，Ri選用100kQ可調電位器。因為R13Rl2R1320k Q5k Q取標稱阻值R1351kQ,為調整方便，電選用50kQ可調電位器。三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇按設計要求，功率放

11、大電路為+5侔電源供電，這樣就要求毆放大器的調制信號為PW彈極性調制方式，因而本設計確定整個系統(tǒng)均采用+5V4流電源供電。方案一：三角波產(chǎn)生電路由寬帶運放及高速電壓比較器組成。三角波產(chǎn)生電路如圖2-16所其中RR2, R3, C1及A組成積分器,R、R、6及A2組成滯回比較器。積分器所用的運放采用寬頻、低漂移運放TLC4502電壓比較器采用LM311。由于采用+5VS流電源供電，我們將運放A腳和電壓比較器A2腳的電位用&調整為+,同時設R5為100kQ,并忽略比較器高電平時R6上的壓降，則R4的求解過程為5 2.51001R440k Q100R42.5取標稱值R439kQo選定工作頻率

12、fo 150kHz ,并設定R1R2 20kQ。則電容C1的計算過程如下:對電容C1的恒流充電或放電電流為I 5 2.5RR22.5RR2電容兩端電壓值為VC1CiTiIdf02.5Ci(R R2)其中Ti為半周期,Tii fo2VC1的最大電壓值為2V,則2.51G(RR2)2foCi2.5(R1 R2)4fo2.533201034150103208pFMCI220PF,R210k巴R1采用20kQ可調電位器，使振蕩頻率fo在150kHz左右有較大的調整范圍。方案二：三角波產(chǎn)生電路采用寬帶運放。電路如圖2-17所示，該電路采用+5催電源供電方式，以產(chǎn)生單極性三角波信號。其中R、R2、氐、以及

13、A1組成電壓比較器，&、C1及4組成積分器，A和A2均采用寬帶運放NE5532通過調整R和R2,使得A腳和A2腳位+電壓，為得到準確值，R取10kQ,R2用20kQ可調電位器代替。圖2-17所示電路與節(jié)圖1-19電路相似，圖2-17所示電路輸出電壓和三角波頻率的推導參見節(jié)。三角波的幅值為R5R3三角波頻率為其中，R4取20kQ,R3用500kQ可調電位器代替，R5用50kQ可調電位器代替,調整R5,可使三角波的幅值Vom1V,三角波的頻率f150kHz。foR34R4R5C1經(jīng)比較，使用方案一電路產(chǎn)生的三角波線性度不夠好，方案二電路得到的三角波線性度良好，而且得到三角波幅值與頻率均能滿

14、足設計要求，故本設計三角波產(chǎn)生電路選用方案二。調制電路的設計PW闞制原理三角波調制法是建立在每一個特定時間間隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上發(fā)展起來的一種脈寬調制法，如圖2-13所示圖2-13 PWM脈寬調制示意圖為了得到接近于正弦波的脈寬調制波形，將正弦波的一個周期在時間上劃分成洋?份（時偶數(shù)），每2一份脈寬都是丁，這樣就可以分別計算出在各個時間間隔內正弦波所包含的面積，如圖2-14所示。圖2-14所示的PWM0制波形中每個特定的時間間隔，都可以用一個脈寬與之對應的正弦波所包含的面積相等或成比例。通過其脈沖幅值都等于Vm的矩形脈沖來代替正弦波的部分，這樣N個寬度不等的脈沖就組成了一個與正

15、弦波等效的脈寬調制波形。假設正弦波的幅值為Vm,等效矩形波形的幅值為Vm,則各等效矩形脈沖波的寬度i為1 TTVmsind2 iMVmsin d2(i1)-N-Vmcos2AJ2cosliVmNN2 不 sinVmsin2 V-sinV msin N1、2、3式中i是各時間間隔分段的中心角，也是各等效脈沖位置的中心角。式表明：由能量等效法得出的等效脈沖寬度與分段中心角i的正弦值成正比。用三角波來實現(xiàn)脈寬調制，可以很方便的利用由運算放大器組成的比較器來完成這一功能。假設三角波的頻率f與正弦波的頻率fi之比為f/fi（載波比），為了使輸出波形滿足奇函數(shù)，N應該是偶數(shù)。如果假定在正弦波大于三角波部分

16、所產(chǎn)生脈沖的中心位置在每一段脈沖的中心，并以i代表的話，則角度i為i-,i1、2、3NN從圖2-14可以看出，由于abg與cdg相似，所以cdlgabhg這樣一ablgcd-hg圖2-14由于hgVm（Vm三角波幅值）lgVmsini（%為正弦波幅值）如果令脈寬iCd,則VmsinNVm當N20時,sinN2i"NN代入式可以得到i2Vmsinsin紅VmNNN式說明：當載波比N固定，且大于20以上時，在比較器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，該脈沖寬度也正比于分段中心角i的正弦值。對于脈寬調制波形，其基波和各次諧波的幅值表達式為4EVmn n4EVm1

17、 一N萬(k 1N-2(k 11)k 12cos i cos i 21)k 12cos i cos 2.式由式與式可知：基波幅值%及各次諧波幅值Vmn與脈沖寬度i有關,Vm而脈沖寬度i又與調幅比Vm有關。在正弦波的幅值小于三角波的幅值時，比較器輸出電壓的基波分量幾乎與調制波的調幅比呈線性關系，即Vm外圍電阻組成的PWMJ制電路能滿足設計要求，高速電壓比較器選用精密、故在每個音頻信號周期內,PW脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。脈寬調制電路設計通過對脈沖寬度調制原理的分析，由電壓比較器及三角波信號 音頻信號高速比較器LM393,電路如圖2-18所示。將三角波產(chǎn)生電路得到的頻率為150kHz三角波

18、經(jīng)C2耦合，送至A3反相輸入端；音頻信號經(jīng)C3耦合送至4同相輸入端2-1由PWMj較簫采用+5催電源供電，以產(chǎn)生單極性PW罐號，通過R6和R7及R8和R9組成分壓電路，分別給A3同相輸入端和反相輸入端提供的靜態(tài)電位，取RR810kQ,為精確調整電位，R7和R9選用20kQ可調電位器。由于三角波峰-峰值VPP2V0所以要求音頻信號的VPP不能大于2V。否則會使得功放產(chǎn)生失真。整形、延時、驅動及功放輸出電路設計非重疊時間的建立（驅動死區(qū)時間的建立）電路如圖2-21所示，本設計功放級為H橋互補對稱輸出電路，它由T7T10四只增強型場效應管組成，其工作形式是當丁7、T10導通時，丁8、丁9截止。由于增

19、強型場效應管有非常低的導通電阻，因而避免上下管同時導通的情況顯得很重要，因為它會產(chǎn)生一個從+5V®地的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流：最好的情況是晶體管發(fā)熱并消耗功率，最壞的情況是晶體管被毀壞，所以對晶體管的控制應該后開先合，這可以通過延時電路提供的一對有時間差別的反相脈沖信號來完成。由脈沖寬度調制器輸出的PWM1號經(jīng)施密特觸發(fā)器CC4010醛形后，一路送到R14,R15,C5,T1組成的延時電路，另一路由另一個CC4010曲片送至由R7、小、C6及12組成的反相電路。在由R14、R15、C5及TI組成的延時電路中，通過調整R14和C5來控制T1飽和導通的時間。使下上升

20、沿比T2下降沿延時0.11,從而達到控制功功率管導通時序。在R17、C6及七組成的反相電路中，C6的作用是加速上的導通和截止。驅動及功放輸出電路（1）.原理在陵放大器中，比較器的輸出與功率放大電路相連，功放電路采用金屬氧化物場效應管（MOSFET替代雙極型晶體管（BJT）,這是由于前者具有更快的響應時間，因而適用于高頻工作模式。D類放大器需要兩只MOSFET它們在非常短的時間內可完全工作在導通或截止狀態(tài)下。當一只MOSFET全導通時，其管壓降很低；而當MOSFET全截止時，通過管子的電流為零。兩只MOSFET替工作在導通和截止狀態(tài)的開關速度非?？?，因而效率極高，產(chǎn)生的熱量很低，所以我放大器不需

21、要散熱器。聯(lián)放大器的兩只MOSFET用半橋連接結構，一只是N勾道MOSFET（NMOS月一只是P溝道MOSFET（PMOS的使MOSFET全導通，它必須工作在飽和狀態(tài)。對于NMOS,柵源電壓（VGS）必須高于閾值電壓（VT3V）。由于MOSFET電阻區(qū)域內的VGSI壓可能圖：NMOS在3至41間，因此VGSt好選為5V。當VG效5V時，MOSFET當于短路，沒有管壓降，電源電壓全部加在電阻上；當VGS®于VTH,MOSFET止，相當于開圖：PMOS路，電阻中沒有電流，電源電壓全部加在MOSFET(如圖。對于一個PMOS,VT為負壓(VT-3V),止匕時為使MOSFET通，VG泌須比V

22、TI低(VGS-5V)。截止時VGSW需要高于VT(VGS>VT),如圖所示基于上述原理，NMO管和PMOS的連接方式如圖所示。當柵極輸入為高電平(VGS5V)時輸出為低電平；當柵極輸入為負電平(VGS-5V)時輸出為高電平。比較器的輸出(即MOSFBT輸入)應為兩種電壓以確保NMOSPMO管能夠完全導通或截止。圖：半橋連接(2)設計信號經(jīng)我放大器中的功放級之后通過一個低通濾波器來恢復原始信號，一個簡單的LCS波器可以將PWMI號復原為具有一定失真的模擬信號波形，與濾波器相連的是一個模擬揚聲器的8Q電阻。為提高功率管的開關速度，應該為功率管提供一個產(chǎn)生較大驅動電流的驅動電路，該電路由T3

23、和"及T5和T6分別以共集電極電路組成。由于共集電極電路具有很低的輸出阻抗，又有較大的電流放大作用，故該電路由三極管組成。功放電圖2-21整形、延時、驅動及功放輸出電路路由T7、T8、T9、T10組成，采用增強型場效應管，其中P溝道管采用IRFD9120,N勾道管采用IRFD120。之所以采用場效應管而不采用三極管作為功放輸出，是因為三極管需要多達20%勺額外集電極電流以保證飽和度，而增強型場效應管需要的驅動電流小得多，由于它是一種多數(shù)載流子器件，其電荷存儲效應不是很明顯，故它能夠以較高的速度工作；另外，它沒有三極管特有的二次擊穿機理，故發(fā)生熱擊穿的可能性較小?；パaPWM驅動信號交替

24、開啟T7和T10（或T8和T9）低通濾波器設計由于D類功放管最終輸出是一個音頻方波，為了從PW般形中提取音頻信號，需要將D類功放的輸出送人一個低通濾波器再接負載。設計時采用4階巴特沃思通濾波器。由于音頻信號最高頻率為20kHz,要做到20kHz帶寬內增益下降小于3dB,則要求濾波器具有截止頻率為40kHz的巴特沃思響應，以達到最大平坦通帶，本系統(tǒng)根據(jù)歸一化LPF來設計巴特沃思四階低通濾波器。1）歸一化LPF設計方法歸一化低通濾波器設計數(shù)據(jù)，指的是特征阻抗為1且截止頻率為1的基準低通濾波器的數(shù)據(jù)0.159Hz在設計巴特沃思型的歸一化LPF的情況下，以巴特沃思的歸一化LPF設計數(shù)據(jù)為基準濾波器，將

25、它的截止頻率和特征阻抗變換為待設計濾波器的相應值。對濾波器截止角頻率的變換是通過先求出待設計濾波器截止角頻率與基準角頻率的比值M，再用這個M去除濾波器中的所有元件值來計算所需參數(shù)，其計算公式如下:M待設計濾波器的截止頻率基準濾波器的截止頻率L(base)L m(new) m(new)MC(base)表2-3歸一化巴特沃斯型LPF待設計濾波器階數(shù)數(shù)據(jù)模型基準2濾工波器3rrt濾波器特征阻抗的比值K,再用這個K去乘基準濾波器中的所有電感元件值和用這個K去除基準濾波器中所有電容元件值來計算所需參數(shù)。其計算公式如下：K待設計濾波器的特征阻抗基準濾波器的特征阻抗.式Lk(new)L(base)? KCk

26、(new)C(base)K那么,對于待設計的LPF濾波器而言，其計算公式為:L(new)K L(base)式C(new)C(base)M K.式表2-3給出了25階巴特沃思型濾波器的基準濾波器數(shù)據(jù)，并可按圖2-22所示步驟進行濾波器的設計2）參數(shù)計算由設計要求，3dB通頻帶為30020kHz,故濾波器截止頻率為40kHz。由于功率管是交替開啟T7、7（或T8、T9）,則與T7、7輸出連的低通濾波器的負載為4,故按最大功率傳輸原則，四階巴特沃歸一化低通濾波器思低通濾波器的特征阻抗選為4截止頻率變換截止頻率變換特征阻抗變換圖2-22用歸一化LPF設計濾波器的步驟由式，所要求設計的LPF的截止頻率為

27、40kHz ,故40103Hz5M2.512105(4)Hz特征阻抗變換由式，所要求設計的LPF的特征阻抗為4四階Butterworth低通濾波器的電感電容參數(shù)由表2-3中四階Butterworth低通濾波器的歸一化LPF基準濾波器的參數(shù)設Li0.76537H、L21.84776H、Ci1.84776F、C20.76537F將式、式代入式中得到待設計LPF的電感參數(shù)為NEW0.76537 K 0.76537 42.512 10512.29 出1.84776 42.512 10529.42 出1.84776KL2NEW二M將式、式代入式中得到待設計LPF的電容參數(shù)為c1.847761.84776

28、CNEW1.84pFMK42.512105c0.765370.76537C2NEW-0.76FMK42.512105MC1NEW2.2口，C2NEW10，電感采用無損磁芯及細包漆線繞制而成，其電感值可用專用測量儀器測量得到，故可取理論值為其實際值來繞制電感線圈。3.測試方案與測試結果電路測試三角波產(chǎn)生電路的調試(1)、將2號管腳的點位調至(2)然后調節(jié)電阻R3與R5的阻值，以此來調節(jié)三角波的頻率與幅02-r二角族產(chǎn)生堂路(方案二)三角波的幅值:三角波的頻率:fo4R4R5C1用以上方法將三角波的幅值調至2V,頻率調至150KHz左右前置放大電路的調試(1)將3號管腳的電位調至(2)然后調節(jié)電阻R12,將放大后的信號幅值調至左右音頻信號HF- io nF