射頻功放設計指南

1、-射頻功放設計標準和指南. z-目錄前言IV第一章 射頻功放設計步驟11.1 定設計方案1 GSM及PHS基站系統(tǒng)1 CDMA及WCDMA基站系統(tǒng)31.2 選擇確定具體線路形式及關鍵器件5 射頻放大鏈路形式與關鍵器件選擇及確定5 控制電路確實定81.3 進展專題實驗或一板實驗91.4 構造設計及PCB詳細設計91.5 進展可生產(chǎn)性、可測試性的設計與分析9第二章 功放設計中的檢測及保護電路102.1 引起功放失效的原因102.2 功放保護電路設計類型112.3 功率放大器的保護模型122.4 功放的狀態(tài)監(jiān)測132.5 狀態(tài)的比擬判斷142.6 保護執(zhí)行裝置152.7 保護電路舉例分析15第三章

2、功放中增益補償電路的實現(xiàn)173.1 模擬環(huán)路增益控制173.2 數(shù)字環(huán)路增益控制173.3 溫度系數(shù)衰減器18第四章 功放供電電路設計194.1 功放電路的供電形式19 LDMOS器件供電電路19 GaAs器件供電路。224.2 電源偏置224.3 布局224.4 電容的選用23第五章 輸入輸出匹配及功率合成技術245.1 用集總參數(shù)元件進展阻抗匹配電路的原理及設計實例24 輸入阻抗中含感性特性的匹配設計25 輸出阻抗中含容性特性的匹配設計285.2 用分布參數(shù)來進展阻抗匹配295.3 功率合成技術33 功率分配和合成單元。33第六章 功放設計中的前饋技術366.1 前饋技術366.2 實現(xiàn)方

3、案39 方案介紹39 主功放模塊MAM41 誤差放大器模塊42 延時濾波器模塊42 檢測模塊43 信號處理模塊43第七章 功放中預失真技術467.1 預失真原理467.2 預失真方法47 模擬預失真方法47 數(shù)字預失真方法49第八章 功放設計中的材料528.1 功放管的選型52 工作帶寬52 線性度52 工作頻率53 工作電壓538.2 匹配電容的選型53 高頻損耗54 耐壓558.3 PCB板材55第九章 功放電路的構造與屏蔽569.1 按功能頻率分隔布局進展屏蔽569.2 射頻PCB印制線的特殊處理58 阻抗控制58 印制線拐彎59 多層板599.3 電源及輸入輸出信號的處理609.4 屏

4、蔽腔的設計60第一章 射頻功放設計步驟射頻功放設計一般分為五個步驟進展，分別為：制定設計方案、選擇與確定具體線路形式及關鍵器件、進展專題實驗或一板的實驗、構造設計及PCB詳細設計、進展可生產(chǎn)性與可測試性設計和分析。1.1 定設計方案在進展射頻功放設計時，我們首先要根據(jù)給定或需要的技術指標和功能指標制定設計方案。制定設計方案的主要依據(jù)是指標要求中的額定輸出功率、線性度ACPR/IMD、載波數(shù)、功耗/效率等指標。1.1.1 GSM及PHS基站系統(tǒng)在GSM及PHS基站系統(tǒng)中，由于對線性度要求不是很高或者額定輸出功率不是很大，且在單載波情況下工作，所以我們選擇通用的射頻功放設計方案功率回退法高功放HP

5、A。構成HPA放大器一般有兩種工作狀態(tài)：A類及AB類工作狀態(tài)。A類放大器具有良好的線性放大性能，其三階交調(diào)系數(shù)與輸出功率的變化關系是：輸出信號功率減小3dB即減小一半功率，則三階交調(diào)抑制改善6dB。一般來講，A類放大器在1dB壓縮點輸出時，三階交調(diào)系數(shù)約為23.7dB (通常取20dB)。為了到達一定的線性，并考慮到工程問題，A類放大器需回退15dB，此時放大器的三階交調(diào)抑制可以到達4550dBc。然而使用A類放大器的最大缺點是效率低及本錢較高。這是因為實際應用中A類放大器在它的1dB壓縮點輸出功率時，其效率只有10。比方，完成一個30W平均輸出功率的HPA，就需要至少有300W的耗電，并且工

6、作電流隨輸出功率變化的值不大。假設考慮回退12dB，則需要有480W平均功率輸出，需耗電4.8kW。為了到達30W的輸出功率需要用較多的功率管。這樣就加大了HPA的本錢和體積，增大了研制本錢和難度。為了防止這個問題，建議在小功率放大器(平均功率輸出£1W)設計中使用A類放大器；在功率放大器(平均功率輸出>1W)設計中使用AB類放大器。AB類放大器的特點是效率高、本錢低。由于單管的輸出功率高，僅需少量的功率管即可做到較高的輸出功率，所以本錢較低，且散熱和構造設計可以簡單化。目前用在AB類的管子主要選LDMOS管，AB類放大器用最大包絡功率PEP來描述其功率容量，類似A類的1dB壓

7、縮點。偏置在AB類的LDMOS放大器，在PEP處的互調(diào)抑制為28dBc，回退3dB時互調(diào)抑制接近40dBc，繼續(xù)回退，改善不大?；赝?0dB時效率約為15%?？傊β驶赝朔ǖ膬?yōu)點是簡單、易實現(xiàn)，缺點是受功率管P1dB限制。A類放大器的三階交調(diào)系數(shù)IMD3、三階交截點IP3及輸出功率Pout的關系見(1)式IMD3(dBc)=2 IP3 (dBm)-Pout(dBm) (1)A類放大器的1dB壓縮點P1dB與其三階交截點IP3的關系曲線圖見圖1.1、圖1.2。圖1.1 A類放大器的1dB壓縮點P1dB曲線圖1.2 A類放大器的1dB壓縮點P1dB與其三階交截點IP3的關系曲線AB類放大器不適用于

8、上述兩個曲線，具體可參考所選定的功率管廠家給出的IMD或ACPR曲線。1.1.2 CDMA及WCDMA基站系統(tǒng)在CDMA及WCDMA基站系統(tǒng)中，由于CDMA技術是隨機包絡的寬帶信道，交調(diào)失真的影響產(chǎn)生頻譜再生效應，所以對線性度要求很高，加之額定輸出功率較大，且在多載波情況下工作，因此我們選擇前饋法或自適應預失真的設計方案進展射頻功放的設計，至于選用哪一種方案，設計人員應根據(jù)實際情況來確定。下面將前饋及預失真技術的優(yōu)缺點做一簡單比擬，如表1.1所示(這兩種技術的詳細介紹請參考后面的專題)。表1.1 前饋及預失真技術比擬線路技術矯正能力帶寬優(yōu)點缺點相對本錢前饋2030dB>25MHz改善線性

9、最好，帶寬最寬線路構造復雜，改善量受制于控制電路對兩個環(huán)路的增益及相位的處理能力，受制于DG、DF高預失真37dB>25MHz簡單，微波段和中頻段均能實現(xiàn)矯正能力有限低自適應預失真1020dB1015 MHz微波段和中頻段均能實現(xiàn)較復雜中1.1.2.1 前饋放大器前饋放大器原理如圖1.3所示。圖1.3 前饋放大器原理框圖在圖1.3中，由耦合器C1、C2、C3、移相電路D2及主放大器組成環(huán)路1，其作用是為了消除放大器的載頻信號功率，提取誤差信號；由耦合器C2、C3、C4，移相電路D1及誤差放大器組成的環(huán)路2是為了消除主放大器非線性產(chǎn)生的交調(diào)分量，改善功放的線性度。前饋技術交調(diào)改善如2式所示

10、：IM=-10log|1+10G/10-2×10G/20cos| 2式中：IM=交調(diào)改善值，單位為dBG=抵消輸入幅度誤差，單位為dB=相位誤差，單位為度當G0.25dB、2º時，改善效果理論上可以到達30dB。另外前饋方案對每對對消通道在工作頻帶的增益平坦度和相位平坦度的要比擬嚴的，而增益和相位容易受到溫度、電壓、功率等因素的影響，實際的改善效果與理論值會有一定的差距。1.1.2.2 預失真技術預失真技術是利用非線性發(fā)生器產(chǎn)生一個失真信號，耦合到功率放大器的輸入端，抵消功率放大器的非線性失真，其框圖如圖1.4所示。預失真技術在國外線性功放中普遍采用，國在一些無線系統(tǒng)的中頻

11、中也采用預失真技術，因此該技術是可行的。圖1.4 預失真技術原理框圖1.2 選擇確定具體線路形式及關鍵器件設計方案確定后，就可以根據(jù)設計方案選擇具體線路形式及關鍵器件，包括射頻放大鏈路形式選擇與控制電路形式選擇。1.2.1 射頻放大鏈路形式與關鍵器件選擇及確定1.2.1.1 射頻放大鏈路射頻放大鏈路的形式主要依據(jù)整機分配給鏈路的增益、額定輸出功率、增益平坦度、線性度ACPR/IMD、功耗/效率等指標來確定。其原理框圖形式如圖1.5所示：射頻放大鏈路一般由輸入分路、輸入取樣、壓控衰減、多級放大、輸出環(huán)行器保護、前向取樣、反向取樣、輸出采樣等根本電路組成。其中放大級數(shù)取決于鏈路增益及所選放大器件的

12、增益；前向取樣、反向取樣、輸出采樣電路通常采用微帶線形式的定向耦合器來完成。圖1.5 射頻鏈路的形式框圖1.2.1.2 功率管的選擇原則依據(jù)整機分配給射頻放大鏈路的增益、額定輸出功率、增益平坦度、線性度ACPR/IMD、功耗/效率等指標，并結合給定的射頻放大器的工作頻段，選擇適宜的各級功率管。一般先選定末級功率管，然后再依次逐級選定前面各級功率管，選管的原則是前一級的主要指標如ACPR不能引起后一級指標的惡化，更不允許前一級的輸出功率大于后一級的輸入功率。1.2.1.3 級聯(lián)放大器的三階交調(diào)系數(shù)與各級IMD3關系大多數(shù)射頻功放是由兩極或多級放大器組成，級聯(lián)放大器的IMD3主要取決于末級放大器的

13、IMD3，因為在設計驅動級時一般將其交調(diào)失真設計得很低。各放大級的IMD3對整個級聯(lián)放大器的IMD3的影響可用3式來表示。IMD3= 10log(10d1/10+10d2/10+10dn/10) 3式中IMD3為級聯(lián)放大器的三階交調(diào)系數(shù)，d1、d2、dn為各放大級的三階交調(diào)系數(shù)。由3式可知兩級放大器的IMD3如4所示：IMD3= 10log(10d1/10+10d2/10) =d2+10log1+10(d1- d2)/10 4假設兩級放大器的三階交調(diào)系數(shù)之差的絕對值為A，即A= d1-d2，則驅動級的IMD3對末級的IMD3的影響值B(末級交調(diào)惡化值)可用下面的5式來表示：B=10log1+1

14、0-A/10 55式可轉化為圖1.6的曲線來表示圖1.6 級聯(lián)放大器中驅動級交調(diào)系數(shù)對末級交調(diào)系數(shù)的影響曲線同樣由(5)式可得到不同A值時惡化值B，表1.2所示表1.2 A 、B對應值A驅動級優(yōu)于末級的IMD3(dB)B末級交調(diào)惡化值(dB)0351.2100.4150.135200.043由圖1.6和表1.2可以看出，驅動級優(yōu)于末級的IMD3越大，則級聯(lián)放大器的交調(diào)系數(shù)惡化值越小。上述圖表對我們選擇級聯(lián)放大器的驅動級管子具有很大的參考價值。1.2.1.4 常用功率管常用功率管的廠家中，中小功率管廠家有AD、MINI、WJ、Stanford等公司；功率管廠家有Motorola、*EMOD、PH

15、LIPS、ERISSON、FUJITSU等公司。下面列出幾種功率管的比擬，如表1.3所示。由于LDMOS管子的高增益、高效率和良好的線性特性，以及其較好的性價比，目前在功率的射頻放大器中LDMOS管被廣泛地應用。表1.3幾種常用功率管比擬表功率管類型G/1GHz(dB)IMD/AB(dBc)P1dB (W)價格$/W雙極型8-301500.50LDMOS11-40900.70GaAs FET14-45(A類回退10 dB)302.101.2.2 控制電路確實定射頻功放中的控制電路一般有兩種類型：一種是常用的保護功能的控制電路；一種是消除非線性指標的控制電路。1.2.2.1 保護功能的控制電路功

16、放中功率管的價錢都是很貴的，為了在異常情況下功放不被損壞，我們要采取以下措施對功放進展保護：l 過功率告警保護；l 過溫告警保護；l 駐波告警保護；l 器件失效告警保護；l 過鼓勵保護；l 過流保護；該局部電路只需要用單片機和運放器將功放的輸入取樣、前向取樣、反向取樣、輸出采樣、溫度取樣、電流取樣等各種采樣信號進展A/D、D/A轉換，并將采樣信號放大，進而用來控制功放的工作狀態(tài)，以到達保護功放的目的。1.2.2.2 消除非線性指標的控制電路在前饋功放和自適應預失真功放的設計中，為了消除非線性產(chǎn)生的交調(diào)分量，需要對各采樣點的信號相位與幅度信息進展處理，這樣就需要信號處理電路中的DSP芯片將各采樣

17、信號的信息通過與其部的算法相結合，獲得最正確的控制各環(huán)路幅度和相位的控制電壓參數(shù)，通過控制移相器和衰減器來不斷的調(diào)整抵消環(huán)中的幅度和相位，從而使得功放的線性指標到達要求。1.3 進展專題實驗或一板實驗具體線路形式及關鍵器件確定之后，在仿真的根底上，進展PCB設計，同時需要構造實驗件的要進展配套構造件的設計，通過實驗來驗證設計方案的可行性，進而轉入下一步的詳細設計階段。1.4 構造設計及PCB詳細設計在各單元板專題實驗的根底上，進展各單元板的詳細設計，包括各輸入/輸出接口的具體位置、安裝位置等，同時構造設計根據(jù)總體構造尺寸及各單元板的尺寸進展構造件的詳細設計，設計時要根據(jù)總體積、總功耗及給定的風

18、流量進展熱設計仿真與分析，進展電磁屏蔽的分析設計，使得構造設計在散熱及電磁屏蔽方面到達要求。1.5 進展可生產(chǎn)性、可測試性的設計與分析在進展構造設計及PCB詳細設計的同時，就要考慮可生產(chǎn)性、可測試性的設計。此時可讓生產(chǎn)線工藝人員先期介入，對我們的設計進展可生產(chǎn)性、可測試性的指導，使得在設計初期就把可生產(chǎn)性、可測試性的問題解決好，這樣在二板設計中就防止了大的改動，盡量防止三板設計的發(fā)生，節(jié)省人力、財力和時間，縮短研發(fā)周期，及時量產(chǎn)，搶占市場?？傊漕l功放的設計步驟可以歸納為，首先要根據(jù)給定或需要的技術指標和功能指標制定設計方案；然后根據(jù)設計方案選擇具體線路形式及關鍵器件；具體線路形式及關鍵器件

19、確定之后，在仿真的根底上，進展PCB設計(包括構造實驗件的設計)；在各單元板專題實驗的根底上，進展各單元板的詳細設計與構造件的詳細設計(包括熱設計與電磁屏蔽，可生產(chǎn)性、可測試性的設計)；根據(jù)一板調(diào)試情況，結合上下溫摸底結果，進展二板改良設計，爭取在二板中解決所有問題，盡量防止三板設計的發(fā)生。. z-第二章 功放設計中的檢測及保護電路射頻功率放大器就是將發(fā)射機里的振蕩器所產(chǎn)生的射頻小功率，經(jīng)過一系列的放大鼓勵級、中間級、末前級、末級功率放大級，獲得足夠大的射頻功率的裝置。射頻功放是發(fā)送設備的重要組成局部。功率放大器是一種比擬昂貴的資源，具體表達在功率放大管比擬昂貴。在整個無線發(fā)射鏈路本錢構成來看

20、，功率放大器的本錢比例大于50%絕大多數(shù)，而且功率越大，其所占本錢比例就越大。另外功率放大器的功率放大管是一種相比照擬脆弱的器件，尤其是跟低功率小信號放大管比擬。其脆弱性主要表達在如下幾方面：l 靜電敏感性高。l 熱敏感性比擬高。l 對射頻過載比擬敏感，既對射頻輸入功率過載比擬敏感，對輸出失配比擬敏感。由于功率放大器是一種相比照擬昂貴，并且比擬脆弱的器件，所以在設計功率放大器時必須考慮如何保護功率放大器，以防止靜電、浪涌、過熱過溫、過壓、過流、過載造成功放故障或者失效。2.1 引起功放失效的原因要對功率放大器實現(xiàn)有效的保護，必須要知道引起功放失效的原因。功放的失效原因主要有以下幾種：a) 靜電

21、擊穿引起的失效。運輸、接觸導致靜電作用于功率管的電極，產(chǎn)生擊穿效應，使器件永久失效。該種失效的防止可以從器件、單板運輸、操作等過程中，采取防靜電措施來解決。解決方法有：l 通過防止靜電源的產(chǎn)生比方保持空氣的濕度，l 通過接地使靜電源的靜電能夠有效釋放而防止積累，l 通過采取靜電隔離措施。b) 過壓引起的失效；過壓會引起功率放大器的電極擊穿或者處于不正常的工作狀態(tài)。引起過壓的情況有：l 功放直流饋電電路局部出現(xiàn)元器件失效，引起過壓；l 與功放相關的控制和電源局部出現(xiàn)故障產(chǎn)生的關聯(lián)效應，引起的過壓；c) 過流引起的失效；功放的工作電流超出其正常工作電流而引起的失效。d) 過鼓勵引起的失效；輸入的功

22、率電平超出功率放大器平安圍，會引起功放永久性失效。其結果是直接導致功放燒毀。e) 負載不匹配引起的失效。負載開路/短路或失配使功放輸出端呈現(xiàn)比擬高的駐波分布，使射頻能量不能有效的傳輸出去，大局部能量轉換成熱，造成熱積累，一方面降低了功放效率，另一方面，將造成功放熱燒毀。f) 過熱/過溫引起的失效。由于散熱不良或者環(huán)境溫度過高引起功率器件失效。2.2 功放保護電路設計類型針對功率放大器失效的幾種原因分析，相應的保護電路設計主要分為如下幾方面：a) 過壓保護，該保護形式表現(xiàn)在電路上有：l 電壓鉗位電路；設計適宜的鉗位電路可以使饋電電壓限制在平安的圍。l 壓敏電路；通過并聯(lián)壓敏電阻或者其他壓敏器件，

23、當電壓超過壓敏器件的臨界電平時，壓敏器件產(chǎn)生短路效應，拉低電平，從而到達保護的目的。l 穩(wěn)壓電路；通過穩(wěn)壓電路時輸入電壓圍得到擴大。l "電壓檢測+過壓判斷+執(zhí)行保護的閉環(huán)保護形式。b) 過流保護，過流保護主要有以下幾種形式：l 電源限流保護。如果給功率放大器饋電的電源模塊具有限流功能，則該限流功能能夠防止功放出現(xiàn)過流。比方功放過鼓勵或者自激的情況下，如果沒有限流，功放會被自激或者過鼓勵產(chǎn)生的大電流燒毀。l 過流閉環(huán)保護。通過對功放的工作電流進展實時監(jiān)測，一旦出現(xiàn)過流，自動切斷電流，以到達保護功放的目的。c) 過鼓勵保護，當輸入功率超過功率放大器平安工作圍時，對功放實施的保護。過鼓勵

24、保護的形式有：l 輸入功率限幅。通過限幅器件實現(xiàn)。l 過鼓勵閉環(huán)保護形式。通過對功放的輸入功率進展實時監(jiān)測，一旦發(fā)現(xiàn)功放過鼓勵，自動切斷輸入信號或者自動大幅度衰減輸入信號，以到達保護功放的目的。d) 熱保護。熱保護是在出現(xiàn)溫度過高或者過熱的情況下，對功放實施的保護形式，即為熱保護。熱保護的方式是通過溫度或者熱檢測電路對功率放大器的溫度和熱的情況進展監(jiān)視，一旦檢測的溫度或者熱超過門限值，通過保護執(zhí)行裝置對功放進展保護。e) 失配保護。失配保護是在功放輸出失配的情況下，為防止失配對功放損害的一種保護電路形式。2.3 功率放大器的保護模型通過對各種功放的保護電路分析，一個完整保護電路根本上可以通過如

25、圖2.1所示模型進展描述。該模型由以下幾局部構成：a) 狀態(tài)監(jiān)測局部。通過傳感器實時跟蹤相關狀態(tài)的變化，為保護提供實時數(shù)據(jù)。b) 比擬判斷局部。讓來自狀態(tài)監(jiān)測的數(shù)據(jù)與預設的保護/告警/恢復門限進展比擬，根據(jù)比擬結果輸出相應的數(shù)據(jù)到告警顯示、保護執(zhí)行機構或者通過通信口上報后臺等。c) 保護執(zhí)行局部。根據(jù)來自比擬判斷的數(shù)據(jù)作出相應的保護動作。保護執(zhí)行動作就是狀態(tài)異常時，執(zhí)行保護；狀態(tài)恢復正常時，解除保護既自恢復。圖2.1 功率放大器的保護電路模型該模型的根本工作原理：狀態(tài)監(jiān)測局部通過傳感器實時跟蹤功率放大器相關狀態(tài)變化，并將反映該變化的數(shù)據(jù)傳給比擬判斷局部；比擬判斷局部對檢測得到的數(shù)據(jù)與預設的告警

26、、保護門限、自恢復門限進展比擬，根據(jù)比擬結果，輸出命令至保護執(zhí)行機構或者告警顯示局部，另外將信息通過通信口上報后臺。 以上是一個完整、系統(tǒng)的保護電路模型，既按該模型去設計保護電路能夠到達目的，但是實際應用中很多并非如上有一個完整的模型，只是其中幾局部構成，甚至有時只是單個器件構成。比方限幅器件的本身特性就包含了狀態(tài)檢測、判斷比擬、執(zhí)行保護，只不過是這些過程不是靠其他器件完成，而是靠器件本身的特性完成的。類似的器件還有鉗位二極管、壓敏電阻、PPTCpolymeric positive temperature coefficient自恢復電流保護器件等。2.4 功放的狀態(tài)監(jiān)測功率放大器的狀態(tài)監(jiān)測是

27、功放保護設計的一個非常重要的環(huán)節(jié)，能否正確、有效、及時檢測出狀態(tài)變化，是能否有效進展保護的關鍵。功率放大器有很多狀態(tài)，但根據(jù)系統(tǒng)保護設計方面的需求，并非對每個狀態(tài)進展狀態(tài)監(jiān)測，而是對一些關鍵狀態(tài)進展監(jiān)測。根據(jù)監(jiān)測的狀態(tài)的不同，將狀態(tài)監(jiān)測分類為：a) 鼓勵狀態(tài)監(jiān)測；監(jiān)測輸入功率變化。b) 電流流狀態(tài)監(jiān)測：監(jiān)測功放的工作電流變化。c) 電壓狀態(tài)監(jiān)測：監(jiān)測功率放大器的功率管或者其他電路的*些電壓變化。d) 匹配配狀態(tài)監(jiān)測：監(jiān)測功放輸出負載匹配情況。e) 增益狀態(tài)監(jiān)測：監(jiān)測整個功放的增益變化。f) 輸出功率狀態(tài)監(jiān)測：監(jiān)測功率的輸出功率變化。g) 溫度/熱狀態(tài)檢測：監(jiān)測功率的溫度和熱變化。功率放大器的狀

28、態(tài)監(jiān)測是通過各種檢測電路實現(xiàn)的，實現(xiàn)上述狀態(tài)監(jiān)測的檢測電路有：a) 功率檢測電路。功率檢測電路可用作鼓勵狀態(tài)監(jiān)測、匹配狀態(tài)監(jiān)測、輸出功率狀態(tài)監(jiān)測、增益狀態(tài)檢測的根本檢測單元。而功率檢測電路根據(jù)要檢測的功率類型不同可分為：l 峰值功率檢測電路：反映載波包絡變化的功率檢測電路。目前比擬成熟的峰值檢波電路模塊有AD公司的AD8313、AD8307等。AD8313的典型應用電路圖2.2所示：圖2.2 AD8313、AD8307的典型應用電路l 平均功率檢測電路：反映載波平均功率變化的功率檢測電路。平均功率檢測電路一般是在峰值功率檢測的根底上加上平滑濾波電路即可。l RMS功率檢測電路：反映載波均方差功

29、率變化的功率檢測電路。對于如CDMA等變包絡調(diào)制功率信號，RMS功率檢測電路能夠真實的反映器其功率變化。目前應用比擬多的電路是基于AD公司的AD8361，AD8362等電路。根據(jù)檢測電路輸入和輸入的對應關系，可將功率檢測電路分為：l 對數(shù)功率檢測電路，即檢波輸出電平與輸入功率的對數(shù)呈線性變化關系的功率檢測電路。該電路適于檢測dB 變化要求情況。l 線性功率檢測電路，即檢波輸出電平與輸入功率呈線性變化關系的功率檢測電路。該電路適于檢測W變化要求的情況。b) 電壓取樣電路。電壓取樣電路可作為電流狀態(tài)監(jiān)測，電壓狀態(tài)監(jiān)測的根本電路。c) 電流檢測電路?；蛘唠娐肥菣z測電流變化的根本電路?？梢杂秒娏鳈z測進

30、展電流狀態(tài)監(jiān)測。目前電流檢測電路應用比擬多的是霍爾電路，尤其是大電流檢測。d) 溫度檢測電路。通過檢測溫度變化，是溫度/熱監(jiān)測根本電路。由于不同的狀態(tài)監(jiān)測對檢測電路的要不一樣的，或者同一狀態(tài)檢測不同的系統(tǒng)對檢測電路的要求也是不一樣的。明確對相應檢測電路的要進展檢測電路是設計的前提。對檢測電路的共同要求主要有如下幾方面：精度、準確度、線性、動態(tài)、響應時間、噪聲性能、抗干擾性、靈敏度、可靠性、一致性。2.5 狀態(tài)的比擬判斷比擬判斷是保護電路設計一個比擬重要的局部，尤其是閉環(huán)保護電路。其功能是將監(jiān)測的狀態(tài)數(shù)據(jù)與預置的門限數(shù)據(jù)進展比擬，根據(jù)比擬結果輸出命令去保護執(zhí)行裝置、顯示告警裝置或者直接通過通信口

31、上報后臺。比擬判斷根據(jù)電路實現(xiàn)形式的不同分為硬件判斷和軟件判斷兩種形式。根據(jù)門限可變與否可將比擬判斷分為固定門限比擬判斷，可調(diào)門限比擬判斷。2.6 保護執(zhí)行裝置保護執(zhí)行裝置是功率放大器的保護電路中的保護執(zhí)行者，它根據(jù)來自比擬判斷的命令，做出相應的保護動作：進入保護，解除保護。執(zhí)行保護的器件和裝置主要有如下幾類：a) 開關器件類，用在射頻功率放大器的開關主要包括直流開關、射頻開關，其作用是通過切斷直流電流或射頻鼓勵到達保護的目的。b) 參量限制器件類，用在射頻功率放大器的參量限制主要有限幅器件和限流器件。該類器件是通過限制鼓勵的幅度或者電流強度來到達保護的目的。c) 參量調(diào)整器件類，用在射頻功率

32、放大器的參量調(diào)整類器件有電調(diào)衰減器，數(shù)字衰減器，可變增益放大器。使用該類器件能夠將過鼓勵局部調(diào)整回平安狀態(tài)。d) 組合類器件：將保護執(zhí)行局部跟功率放大器的其他電路集成在一起，形成一個多功能組合器件。比方LP2951，LP2951如果用在功率放大管的偏置電路上，一方面可以提供穩(wěn)定的偏壓；另外LP2951有一CONTROL端，如果該端輸入高電平信號，則輸出電壓為零，該功能可以作為保護用。2.7 保護電路舉例分析下面介紹*功放的保護設計電路，其原理如圖2.3所示。其功能是當輸入信號超過一定電平時，將輸入信號大幅度衰減，以保證后面的功率放大器不被損害。該電路由如下幾局部構成。a) 功率取樣局部圖中白色

33、局部。該電路為一取樣耦合器。b) 功率檢測局部圖中藍色局部。該局部的核心器件是一個峰值檢波器AD8313，其功能是檢測耦合過來信號的功率變化。c) 濾波比擬局部圖中淺黃色+黃色局部。該局部通過一個PI型濾波器濾除交變局部和干擾，輸入至比擬器電路LM311，將信號與參考電平進展比擬，輸出高電平或者低電平至電調(diào)衰減器。d) 電調(diào)衰減局部圖中白色局部。該局部的功能是：正常工作是它是作為增益調(diào)節(jié)裝置使用的，當輸入功率超過輸入功率上限時，比擬器輸出的高電平使該電調(diào)衰減器實行最大衰減。. z-圖2.3 功放保護設計電路實例圖第三章 功放中增益補償電路的實現(xiàn)在目前通信系統(tǒng)中基站所用的功放中，LDMOS功率管

34、由于本錢相對較低，線性好而廣泛使用。由于它的工作點和增益隨著溫度的變化而變化，因此，在電路設計中，要考慮對工作點和增益進展溫度補償。3.1 模擬環(huán)路增益控制使用模擬環(huán)路增益控制可以在一定程度上抵消放大鏈路的各種環(huán)境變化對增益的影響，并可改善增益平坦度，在非時分的系統(tǒng)中有很好的效果。缺點是比擬復雜，調(diào)整不很方便，具有響應時間問題，不能用于GSM、CDMA 2000 1* EVDO等時分的系統(tǒng)中。簡圖如圖3.1所示：圖3.1 模擬環(huán)路增益控制其中，所用的壓控衰減器可以用3dB電橋例如1D1304和PIN二極管例如HSMP3814組成，也可以用集成的器件例如AV104。需要注意的是衰減器的工作點不要

35、離最小衰減太遠，防止在生產(chǎn)或上電、失鎖時損壞后級的器件。3.2 數(shù)字環(huán)路增益控制這個電路和上面所介紹的電路類似，所不同的是用單片機控制的D/A通過驅動來進展控制衰減器，如圖3.2所示。調(diào)整響應時間參數(shù)和算法，可以用于各種系統(tǒng)，但用于時分系統(tǒng)時要注意試驗的充分性。圖3.2 數(shù)字環(huán)路增益控制這個電路的還有一個優(yōu)點就是可以在一定圍控制鏈路的增益，在生產(chǎn)時不需要修改常用的電阻衰減網(wǎng)絡。這個電路的控制需要注意檢測電路的濾波，包括硬件濾波和軟件濾波。如果濾波做不好的話可能會造成電路的增益在不停的跳動。電路的控制還可以有一種做法，屬于開環(huán)工作方式。單片機檢測溫度傳感器的輸出，根據(jù)檢測到的溫度作為對衰減器進展

36、控制的依據(jù)，而不是以輸入、輸出的功率檢測電壓為依據(jù)。這種控制方式需要做較多的實驗來確定衰減系數(shù)。需要注意的是A/D和D/A要選擇12位或以上的，防止控制的精度不夠造成增益跳動；D/A的輸出濾波要注意，否則會產(chǎn)生寄生調(diào)制，影響射頻輸出的雜散；另外，開環(huán)工作時對壓控衰減器的"控制電壓-衰減量"曲線的線性要求較高，并且一致性較好，否則會影響補償效果。類似的技術還可用于控制功放的偏置電壓，完成對工作點的補償，效果很好。3.3 溫度系數(shù)衰減器選擇適合的帶有溫度系數(shù)的衰減器可以很好的補償增益的變化，電路簡單，效果較好，工作穩(wěn)定可靠，可以用于任何系統(tǒng)。如圖3.3所示。圖3.3 溫度系數(shù)衰

37、減器的增益補償需要注意的是通過實驗選擇適宜的型號，使得衰減器的特性與功放鏈路的特性剛好相反，到達最正確的補償效果。器件主要有EMC公司的TVA系列產(chǎn)品和IMS公司的AV-0805系列產(chǎn)品，以EMC公司的產(chǎn)品例如TVA0700N07W3較好。. z-第四章 功放供電電路設計微波線性功率放大器由于線性度高性能良好等在現(xiàn)代微波無線通信系統(tǒng)中的重要性越來越大。在線性功放的設計中，人們注意到的是如何提高功放的線性度。但是，在功放的設計中，功放電路的供電及其偏置也是非常重要的。功放電路的電源的供電和偏置設計不好，將嚴重影響功放的線性指標。4.1 功放電路的供電形式功放電路的供電形式多種多樣，但根本一樣，對

38、于不同類型的器件有所不同。一般大功率器件廠家會提供一個供電電路供設計者參考。4.1.1 LDMOS器件供電電路LDMOS器件的供電電壓是26V30V不同。但是一般給定的是26V和28V，電源供電時可以按這兩種供電。LDMOS器件的供電電路如圖4.1。一般情況下，電容的設計有一定的規(guī)律，靠近器件的電容用的是和器件的頻率一樣的電容，和耦合用的電容同樣的容值。圖4.1930960MHz寬帶器件供電網(wǎng)絡其中：L1接器件的柵極，L2接功放器件的漏極。C8、C14：47pF微波電容B型C7、C15、C16：10uF/35V的鉭電容。C17：220uF/50V電解電容器B1、B2是鐵氧體磁環(huán)，其功能主要是減

39、少電源和微波信號的相互干擾，一般我們設計功放模塊時，如果有條件可以加上，通常由于功放的體積限制也可以不加。又如圖4.2所示，是1.9GHzMOTOROLA60W功率器件的電路原理圖。圖4.219301990MHz寬帶器件測試電路圖4.2中器件：從圖4.1和圖4.2可以看出，兩種供電電路其形式是根本一樣的。只是對于不同的頻率供電網(wǎng)絡的電容值不同。在實際的功放的供電電路的設計中，對于微波大功率供電電路電感一般是不用的，尤其是高頻，都是設計為1/4的短路線。這樣對于微波信號而言是當信號如圖中的Z3和Z7。在設計PCB時，1/4的供電阻抗線一般盡量靠近功放器件。另外，在供電電路中的電容中，靠近器件的電

40、容是和器件的隔離耦合電容一樣值的電容，如圖3.2中的電容C5和C8，況且在PCB布線排列上將此兩個電容分別放在最靠近1/4短路線的地方，然后再放置其他的電容。如圖4.3所示。圖4.3功放電源供電圖在一般的電源供電時C6、C10是一樣的電容，且是微波電容較好，C6在電路中主要的作用是去耦，尤其是大功率輸出的功放，一定要用Q值很高的電容，很小的等效電阻。C6電容加在1/4短路線的盡頭較好。C7、C8、C9電容的容值的分別的是選用1000pF、10nF和10uF。主要是用于濾波。圖4.4電源偏置電路在功放的偏置電路中，也可以是有電阻串連供電如圖3.4，因為柵極電流一般是很小的，加電阻對功放對偏置沒有

41、什么影響，還可以更好的改變偏置電源對功放對影響，增加電路的穩(wěn)定性。如圖4.4。電阻R2一般取512歐姆。R1可以取大一點，1K即可。4.1.2 GaAs器件供電路。GaAs器件因為器件的工藝和材料的不同而供電和LDMOS器件也不一樣，GaAs器件供電電源一般為9V12V，一般器件為12V較多。GaAs器件由于其器件的工藝原因，其使用的偏置電源是負電源。但是無論使用什么樣的電源，他們在電源的處理上是一樣的。4.2 電源偏置對于功放電路中的電源偏置同樣是非常重要的，電源的偏置不僅可以調(diào)節(jié)功放的增益，尤其在線性功放電路中可以調(diào)節(jié)功放的線性度，在多級功放的調(diào)試中，后級功放的工作狀態(tài)對線性功放的線性影響

42、是最大的。所以在多級功放管級聯(lián)時調(diào)節(jié)功放的偏置電壓對整體功放對線性度有很大的影響。現(xiàn)在的功放模塊的使用也非常多，許多的功率不要求很大的單板都可以采用功率模塊，功率模塊在生產(chǎn)上的一致性要好一點。但是，在功放模塊一般是給定一個應用的環(huán)境，包括偏置電源的電壓，在使用時我們同樣可以調(diào)節(jié)功放的末級功放管的和前級功放管的偏置電壓，使得功放模塊有一個最正確的穩(wěn)定的線性輸出。另外，在功放偏置設計時，應將偏置電源穩(wěn)壓后使用。并且要將偏置電源做溫度補償。因為偏置電源的電壓將影響功放的增益、線性。4.3 布局在功放的設計中，功放板的布局也是非常重要的。在這里不詳細說明。在功放設計中，電源的供電電路中的去耦電容和濾波

43、電容的位置是非常重要的。電源的去耦電容一定要放在1/4近處，這樣的效果是最好的。然后才是濾波電容。在偏置端同樣是這樣設計。在現(xiàn)代的通信的功放的設計中，由于功放局部的設計不僅僅是放大和線性指標的滿足，而是由于現(xiàn)代系統(tǒng)的要求，有很多的控制的功能需要增加在功放中，比方，功放的電源管理、功放和低噪放設計在同一塊PCB板上等，這樣的功能的增加就使得功放局部不是原來的單純的放大。這樣功放往往采用傳統(tǒng)的PCB微波板材電路是完全無法放置，這樣就要用多層板和使用類似FR-4的板材，況且可能是雙面布板，這樣就需要在設計布板時注意。在PCB布板時，一定要將功放的周圍的PCB板良好接地，留出一定的PCB接地的地方，且

44、要將接地的地方用螺釘良好接地。對于多層的PCB板，功放的下一層一定要是大面積地，這樣才能更好地保證功放的設計指標。4.4 電容的選用對于微波電容的選擇，一般選用是高Q值的電容，要求電容的等效電阻越小越好?，F(xiàn)在常用的電容有：ATC電容和DLI的電容。對于輸出功率小的單板可使用ATC的100A以及DLI的C11AH系列。對于功率大的單板采用ATC的100B系列和DLI的C17AH系列即可。如上圖4.3和圖4.4在這里講的是電容C5、C6、C10是使用這樣的電容。在微波中的電容器不是理想的電容，它的等效圖如下列圖4.5。CLR圖4.5電容器的串聯(lián)等效電路R為電容器的等效電阻，是有引腳和介質極化引入的

45、。C為電容量，L為引線電感。電容器有固有的諧振頻率。尤其在高頻和微波上，電容器的R和L更為重要，頻率越高，電容器的值將偏離原有的值。由于R的存在，電容的Q值隨工作頻率的上升而下降，頻率一樣時，C越大，Q值越小。在大功率功放的設計中如果考慮欠佳有功功率造成電容器溫升過高容易造成電容器損壞，所以在功放的電容選取上一定要注意選取微波電容。圖4.6ATC100A電容容值對應的諧振頻率此表可以做功放電容選取的參考。對于不同廠家的生產(chǎn)廠家，對應表有一點差異。對于不同的溫度電容值有一定的變化，設計功放電路的時一定要考慮到。第五章 輸入輸出匹配及功率合成技術在射頻系統(tǒng)中系統(tǒng)阻抗通常為50歐姆；而較大功率的微波

46、功率管的輸入、輸出阻抗值很小，通常只有幾個歐姆或零點幾歐姆，并且隨著功率管輸出功率能力的提高，單管的輸入和輸出阻抗值在逐漸減小。雖然近年來隨著廠家技術水平的提高和制造工藝的不斷改良，在功率管部參加了一些匹配電路，使單管的輸入和輸出阻抗值有所提高，但大功率的功率管輸入、輸出阻抗仍然只有幾個歐姆。這樣就要求我們在功率放大器的設計過程中，必須考慮到把功率管的輸入、輸出阻抗從幾個歐姆匹配到50歐姆，可以說成功設計阻抗匹配電路是設計功率放大器的一個重要核心組成局部。在任何一個功放的設計中，錯誤的阻抗匹配將使電路工作不穩(wěn)定，同時也會造成整個功放的效率降低，非線性失真的成分加大。理想的匹配電路應同時滿足匹配

47、、帶寬、駐波、諧波衰減和線性指標等多項要求。但在實際匹配電路設計過程中，往往不可能同時讓所有的指標都到達最優(yōu)的狀態(tài)，所采用的匹配電路要綜合權衡以上的指標，通常把我們最關注的幾個性能指標放在首位，而犧牲功放的其它一些性能指標，另外在設計中我們還要考慮到性能的一致性和可生產(chǎn)性及實際所要求的電路尺寸等要求。功放單元的設計包括單級功放和多級功放的設計。設計單級功率放大器主要是進展輸入匹配電路和輸出匹配電路的設計；而設計兩級或多級功率放大器除了要考慮輸入和輸出匹配電路外，還要考慮到級間匹配電路，級間匹配電路的目的是使后級功放管的輸入阻抗和前級阻抗管的輸出阻抗共軛匹配。本篇文章重點介紹單級功放的輸入匹配和

48、輸出匹配。應用在不同頻段的功率管，其外圍的輸入、輸出匹配電路的類型也有所不同，集總參數(shù)元件構成的匹配電路能夠應用到UHF頻段及以下的頻率圍，而在更高頻率的應用場合，其匹配電路通常要通過分布參數(shù)來實現(xiàn)。我們將在下面的章節(jié)分別來介紹利用集總參數(shù)和分布參數(shù)來實現(xiàn)阻抗匹配的原理。5.1 用集總參數(shù)元件進展阻抗匹配電路的原理及設計實例在集總參數(shù)元件進展阻抗匹配電路的設計過程中，我們經(jīng)常要用到品質因素"Q的這個概念，Q的物理意義為電路的儲存能量和消耗的能量之比。通過Q我們可以方便地進展串聯(lián)電路和并聯(lián)電路的相互轉換，從而很容易地得到需要匹配的電抗值。在串聯(lián)諧振電路模式中Qs=0L/R在并聯(lián)諧振電路

49、模式中Qp=0RC串、并聯(lián)等效電路的模型和相互的轉換如圖5.1所示：圖5.1 串、并聯(lián)等效電路轉換模型上述的等效轉換將貫穿在我們匹配的過程中，我們將用下面的例子來進展輸入和輸出匹配電路的設計。5.1.1 輸入阻抗中含感性特性的匹配設計匹配電路的設計過程：在匹配電路設計過程中，我們所要做的第一步就是要把輸入阻抗等效為一個并聯(lián)電路的模式；然后通過并聯(lián)一個容性特性的元件，和輸入阻抗中的感性元件形成諧振；再交替用串聯(lián)電感和并聯(lián)電容方式形成低通濾波構造；同時通過這種方式，輸入阻抗的實部成分也在逐步提高。通過多級低通濾波構造級聯(lián)的方式，可以把功率管的輸入阻抗階梯抬高，直至變換到50。在設計中，需要注意功率

50、管通常工作在一個頻帶圍，所以不要把級聯(lián)每支節(jié)電路的Q值設定的太大，以免影響到頻帶的工作特性如增益平坦度等性能指標。例1：在中心工作頻率為500MHz時，把功率管的輸入阻抗從1.0+j2.0匹配到50輸入阻抗為Zs=1+j2,Qs=2把此串聯(lián)電路的構造模式等效為并聯(lián)電路模式，根據(jù)圖4.1所示公式，可以得到并聯(lián)的阻抗值：Rp1=Rs(1+Qs2)=5()*p1=*s(Qs2+1)/Qs2=2.5 (j) 設計匹配電路時，首先在電路中并聯(lián)一個*c1=-j2.5，和輸入阻抗中的感性局部形成諧振；在此根底上加上第二級L-C構造，設定第二級電路的Q值為2，即Q2=2，變換后的電路形式和阻抗值計算如下：Rp

51、1=Rs2=5.0()*s2=Q2Rs2=2*5=10(j)再把此種串聯(lián)電路構造的模式等效轉換為并聯(lián)電路構造的模型，由轉換公式，其中的Rp2和*p2值為：Rp2=Rs2(1+Q2)=25()*p2=*s2(Q2+1)/Q2=12.5(j)再繼續(xù)按上述步驟進展，在電路中并聯(lián)一個*c2=-j12.5，使電路形成諧振；最后用一個L-C構造形式把Rp=25變換到50，來推算一下所需的Q值：Rs3=Rp2=25()由Rp=Rs(1+Q2)，其中我們需要Rp=50,而Rs=25可以推算出Q=1則*s3=QRs3=25(j)此電路的等效并聯(lián)模式為Rp4=Rs3(1+Q2)=50() *p4=*s3(Q2+1

52、)/Q2 =50(j)到此時我們已經(jīng)把整個的實部阻抗變換到50，最后在電路中并聯(lián)一個*c3=-j50的元件和電路形成諧振，匹配工作就算完成了。阻抗變換的過程如圖5.2所示： 圖5.2 阻抗變換的步驟匹配的構造和實際所需的電抗值如圖5.3所示：圖5.3匹配的構造與阻值把圖5.3中的電抗值轉換為頻率在500MHz時電容和電感元件的實際值，如圖5.4所示：圖5.4500M時匹配電路的元件值5.1.2 輸出阻抗中含容性特性的匹配設計含容性特性的匹配電路的設計和計算同上面所提方法根本一樣，用舉例進展說明。例2：在中心工作頻率為500MHz時，把功率管的輸出阻抗從匹配到50Q=4.2/3.8=1.1首先把

53、此電路等效為并聯(lián)構造模式,計算可得：Rp=Rs(1+Qs2)=8.4()*p1= *s(Qs2+1)/Qs2=-7.7(j)在電路中并聯(lián)一個*L=j7.7,使電路諧振。為了簡單起見，我們用一個支節(jié)的L-C低通濾波形式實現(xiàn)阻抗變換，先來推算一下變換到50時所需的Q值Q=(Rp/Rs-1)0.5=2.2則*s=QRs=18.5此電路的等效并聯(lián)電路模式為:Rp=50；*p=22.7；就是說，在電路上串聯(lián)一個*L=+j18.5的元件，就可以把實部阻抗變換到50，最后在電路中并聯(lián)一個*c=-j22.7的元件和電路形成諧振，我們的匹配工作就算完成了。此匹配電路的構造模式和阻抗值如圖5.6所示：圖5.6輸出

54、匹配電路中的電抗值5.2 用分布參數(shù)來進展阻抗匹配在阻抗匹配電路設計中，當功率管的工作頻率高于UHF頻段時，別離的電感元件根本上不會被運用在匹配電路上，這是因為在工作頻率較高時，很難準確地控制和測量出別離電感元件的電感值，通常我們只把別離的電感作為RF CHOKE應用在電源偏置電路中。微帶傳輸線在頻率較高的場合呈現(xiàn)出準TEM波的傳輸模式，其不同的形狀構造會呈現(xiàn)出容性或感性的特征。利用傳輸線的這種傳輸模式特征，在較高的工作頻率時，我們經(jīng)常用微帶傳輸線來進展輸入和輸出匹配電路設計。由微波理論知道：微帶傳輸線的特征阻抗Z0主要和微帶線的寬厚比W/H以及所用基材的介電常數(shù)有關，而微帶傳輸線的輸入阻抗則

55、和它的特征阻抗Z0、電長度以及其終端所連接的負載阻抗ZL相關，公式如下：Zin=Z0ZL+jZ0tan/(Z0+jZLtan)在設計中我們經(jīng)常用到公式中的幾種特殊情況：a) ZL =0b) ZL =c) =900d) 值比擬小<450當ZL =0時，有Zin = jZ0tan,即在終端負載為零，當00<<900時，傳輸線的輸入阻抗呈感性特征；當ZL =時，有Zin =- jZ0/tan，即在傳輸線為開路狀態(tài)，當00<<900時，傳輸線的輸入阻抗呈容性特征；當=900 時，即傳輸線電長度為1/4波長，Zin=Z2O/ZL，我們所熟悉的WILKISON電橋就是利用這樣的特點把50的阻抗通過兩段特征阻抗為70.7，電長度為1/4波長的傳輸線轉換到100，進展功率分配； 當 值小于450時，分布參數(shù)元件所呈現(xiàn)的特征和集總參數(shù)中的電抗包括感抗和容抗特征幾乎可以等效轉換。在匹配電路的過程中，還有一些微帶線的傳播特征我們經(jīng)常能夠用上：例如90度電長度的短路線呈現(xiàn)出開路的特征，在電源偏置電路中，我們經(jīng)常來用1/4波長的微帶線來進展饋電，由于帶線的這種特征饋電電路不會影響到阻抗匹