反激開關(guān)電源EMI分析

1、1Conduction 部分2一、目的一、目的 Flyback架構(gòu)的EMI 效果通常是比較差的（特別是在不連續(xù)工作模式下）,以往常經(jīng)驗來看，充電板以及功率板上的充電部分是整機(jī)EMI效果的重要決定因素之一。因此在此專題里面將以Flyback架構(gòu)為對象，分析其Noise源，傳播途徑，改善方法。擬在不影響電氣性能的前提下，壓縮成本、提高UPS的EMC性能。3二、二、Noise 的產(chǎn)生機(jī)理及傳播途徑：的產(chǎn)生機(jī)理及傳播途徑： Flyback架構(gòu)高頻等效模型 Cds：MOSFET的寄生等效電容， Cj：二極管的節(jié)電容Cj，Cm：Mosfet D極對散熱片雜散電容， Cd：輸出二極管負(fù)極對散熱片的雜散電容L

2、es：變壓器副邊對其他繞組的漏感， Lep：變壓器原邊對其他繞組的漏感Ctx：變壓器原邊與副邊之間的雜散電容，Ce：散熱片對地的電容 2.1 Flyback架構(gòu)的高頻等效模型架構(gòu)的高頻等效模型42.2 Flyback 架構(gòu)中的架構(gòu)中的nosie 源源 Noise 源源：大的di/dt和dv/dt 產(chǎn)生的地方，對Flyback架構(gòu)來說，會產(chǎn)生這些變化的主要有： 變壓器TX1； MOSFET Q1 ； 輸出二極管D1； 芯片的RC振蕩； 驅(qū)動信號線；（注：以下皆以C3KS （220V）充電板為研究對象）52.3 Mosfet Q1 動作時產(chǎn)生的動作時產(chǎn)生的Nosie此處發(fā)生振蕩2此處發(fā)生振蕩 1

3、Q1 上 Vds 的波形 MOSFET 動作時產(chǎn)生的Noise ：如 上圖所示，主要來自三個方面：Mosfet開通、關(guān)斷時，具有很寬的頻譜含量，開關(guān)頻率的諧波本身 就是較強的干擾源。關(guān)斷時的振蕩 1產(chǎn)生較強的干擾。關(guān)斷時的振蕩 2產(chǎn)生較強的干擾。 62.3.1 開關(guān)頻率諧波干擾的分析開關(guān)頻率諧波干擾的分析T1/d1/trdtr頻率（對數(shù)）-20dB/dec-40dB/decAV( or I) = 2A(d+tr)/TV( or I) = 0.64A/TfV( or I) = 0.2A/Ttrf2近似的，開關(guān)信號的帶寬近似的，開關(guān)信號的帶寬 :BW= 1/tr 在滿足溫升的條件下，可通過調(diào)大驅(qū)動

4、電阻來加大在滿足溫升的條件下，可通過調(diào)大驅(qū)動電阻來加大tr，而減小信號的帶寬。而減小信號的帶寬。72.3.2 Q1 振蕩振蕩1形成機(jī)理形成機(jī)理開關(guān)管 Q1關(guān)斷，副邊二極管D1導(dǎo)通時（帶載），原邊的勵磁電感被鉗制，原邊漏感Lep的能量通過Q1的寄生電容Cds進(jìn)行放電，主放電回路為LepCdsRsC1Lep，此時產(chǎn)生振蕩振蕩的頻率為： LepCdsfmos21在Lep上的振蕩電壓Vlep迭加在2Vc1上，致使Vds=2Vc1+Vlep 。振蕩的強弱，將決定我們選取的管子的耐壓值、電路的穩(wěn)定性。量測Lep=6.1uH, Q1為2611查規(guī)格書可得Coss=190pF（Coss近似等于Cds）,而此充

5、電板為兩個管子并聯(lián)，所以Cds=380pF 。由上式可求得f =3.3 MHz，和右圖中的振蕩頻率吻合。從圖中可看出 此振蕩是一衰減的振蕩波，其初始的振蕩峰值決定于振蕩電路的Q值：Q值越大，峰值就越大。Q值小，則峰值小。為了減小峰值，可減小變壓器的漏感Lep,加大Cds和電路的阻抗R。而加入Snubber電路是 極有效之方法。RCLQ 8Q1 振蕩振蕩1形成的共模電流路徑形成的共模電流路徑共模電流路徑共模電流路徑 （以Cds為考察對象）9Q1 振蕩振蕩1形成的差模電流路徑形成的差模電流路徑差模電流路徑差模電流路徑（以Cds為考察對象）102.3.3 Q1 振蕩振蕩2形成機(jī)理形成機(jī)理 振蕩2發(fā)生

6、在Mosfet Q1關(guān)斷，副邊二極管由通轉(zhuǎn)向關(guān)斷，原邊勵磁電感被釋放(這時Cds被充至2Vc1)，Cds和原邊線圈的雜散電容Clp為并聯(lián)狀態(tài)，再和原邊電感Lp（勵磁電感和漏感之和）發(fā)生振蕩。放電回路同振蕩1。振蕩頻率為：)(21ClpCdsLpf 在Lp上的振蕩電壓Vlp迭加在Vc1上，致使Vds=Vc1+Vlp 。量測Lp=0.4mH；Q1為2611，查規(guī)格書可得Coss=190pF（Coss近似等于Cds）,而此充電板為兩個管子并聯(lián)，所以Cds=380pF；Clp在200KHz時測得為Clp=1.6nF。由上式可求得：f =178.6KHz，和右圖中190.5K吻合。 振蕩振蕩2產(chǎn)生的共模

7、差模產(chǎn)生的共模差模noise的路徑的路徑: 振蕩2同樣將產(chǎn)生共模、差模noise ，其路徑和振蕩 1的分析相同，在此略去。 （請參照振蕩 1的分析）Q1 上 Vds112.4 D1 動作時產(chǎn)生的動作時產(chǎn)生的noiseDiode 動作時產(chǎn)生的Noise ,主要來自三個方面：Diode 開通、關(guān)斷時，具有很寬的頻譜含量，開關(guān)頻率的諧波本身就是較強的干擾源。關(guān)斷時的振蕩 1產(chǎn)生較強的干擾。關(guān)斷時的振蕩 2產(chǎn)生較強的干擾。 產(chǎn)生振蕩產(chǎn)生振蕩Channel 1: D1 兩端電壓Channel 2: Q1的 Vds12 2.4.1 D1開關(guān)頻率諧波干擾分析：開關(guān)頻率諧波干擾分析： 分析方法和Q1的開關(guān)頻率

8、一致。 2.4.2 D1 振蕩振蕩1 的分析：的分析： 可看出振蕩1是發(fā)生在Mosfet Q1導(dǎo)通輸出二極管D1關(guān)斷時。此時，副邊勵磁電感被鉗制，副邊漏感和二極管雜散電容發(fā)生振蕩。LesCjf21 Les上的振蕩電壓Vles和副邊勵磁電感的電壓迭加在Diode上，致使Vdiode=2Vc2+Vles 。Vles為副邊漏感上的振蕩電壓的幅值。展開振蕩1的波形 ，如右上圖 。量測 Les=1.2uH, D1為086-00085-00查規(guī)格書，可得Cj=50pF。而此充電板的副線圈并聯(lián)有一個的電容，所以此時等效的Cj應(yīng)為兩者只和，Cj=50+10000=10000 pF，由上式可求得f =1.45M

9、Hz，和上圖中的頻率吻合。此振蕩將產(chǎn)生共模和差模noise,下面將其產(chǎn)生共模和差模的路徑分別加以分析。13D1振蕩振蕩1形成的共模電流路徑形成的共模電流路徑共模電流路徑（以共模電流路徑（以Cj 為考察對象）為考察對象）14D1振蕩振蕩1形成的差模電流路徑形成的差模電流路徑差模電流路徑（以差模電流路徑（以Cj 為考察對象）為考察對象）15 2.4.3 D1 振蕩振蕩2的分析的分析 D1 振蕩振蕩2的形成機(jī)理的形成機(jī)理：D1振蕩 2則是由于一次側(cè)Mosfet noise產(chǎn)生的Q1 振蕩2 通過變壓器的復(fù)制作用而傳到了副邊，它形成共模、差模noise的路徑，和振蕩 1一致。 另：電路中所使用IC的晶

10、振（RC振蕩）、脈沖輸出等也是EMI干擾的來源之一。16編號頻率MHz 雜訊峰形成原因0.15開關(guān)頻率的次諧波.2開關(guān)頻率的次諧波和Mosfet 振蕩（.KHz）基波的迭加，所以這部分較強0.25開關(guān)頻率的次諧波0.35開關(guān)頻率的次諧波0.4開關(guān)頻率的次諧波和Mosfet 振蕩（.KHz）的次諧波的互相迭加，所以這部分會有上升。1.31Diode 振蕩（.31MHz）的基波3.3Mosfet 振蕩（.MHz）的基波2.5 Flyback 架構(gòu)架構(gòu)noise 在頻譜上的反應(yīng)在頻譜上的反應(yīng) 沒有加改良措施之前的原始EMI 效果（2KS/3KS 充電板 / 開關(guān)頻率為50KHz） Q1 振蕩1 的頻

11、率為: 1.316 MHz 振蕩2 的頻率為: 190.5 KHz D1 振蕩1 的頻率為: 3.3 MHz 振蕩2 的頻率為: 190.5 KHz17三、改善措施分析三、改善措施分析我們可實行的改善措施有兩個：1、減小Noise的大?。?、切斷或改善傳播途徑。3.1 減小減小Noise 的大小：的大?。菏紫瓤紤]以下三個方面：Mosfet、Diode動作時，具有很寬的頻譜含量，開關(guān)頻率的諧波本身就是較強的干擾源。 措施措施：在滿足所要求的效率、溫升條件下，我們可盡量選開關(guān)較平緩的管子。而通過調(diào)節(jié)驅(qū)動電阻也可達(dá)到這一目的。 紅色：47歐姆的驅(qū)動電阻 蘭色：62歐姆的驅(qū)動電阻 可看出：在低頻段效果

12、不明顯；而在高頻段（8MHz) ，62歐姆的驅(qū)動電阻明顯好于47歐姆的驅(qū)動電阻。 這是因為：62歐姆的驅(qū)動電阻將減緩驅(qū)動信號的上升/下降沿。這樣能限制信號的帶寬。183.1 減小減小Noise 的大?。旱拇笮。?Q1、D1 的振蕩 1會產(chǎn)生較強的干擾。 措施措施： *對寄生電容對寄生電容Cds、Cj 的處理：的處理：在Q1的ds極、二極管的兩端各并上一681小電容，來降低電路的Q 值，從而降低振蕩的振幅A，同時能降低振蕩頻率f。需注意的是：此電容的能量1/2Cu2將全部消耗在Q1上，所以管子溫升是個問題。解決的辦法是使用RC snubber, 讓能量 消耗在 R上。同時R能起到減小振幅的作用。

13、7 *對變壓器的漏感對變壓器的漏感Le的處理的處理： 1。變壓器采用 三明治 繞法，以減小漏感。 2。在變壓器的繞組上加吸收電路。 3。減小Q1 D極到變壓器的引線長度。（此引線電感和漏感相迭加） 采取上述 措施降低振蕩 1的影響之后， 得右圖。紅色：改善之前 蘭色：采取措施之后 193.1 減小減小Noise 的大?。旱拇笮。?： Q1 D1 上的振蕩 2 會產(chǎn)生較強干擾。 分析方法和相同，但此時 電感已變得很大了（主要為為勵磁電感），因此漏感和引線電感對的影響相對較小。 203.2 改善傳播途徑：改善傳播途徑： 同樣從上節(jié)的分析中，可看出Nosie 的傳播途徑主要是通過變壓器的雜散電容Ct

14、x；Mosfet/Diode到散熱片的雜散電容Cm/Cd；及散熱片到地的雜散電容Ce等途徑而耦合到LISN被取樣電阻所俘獲。 措施一：在Rs的地端和C2的地間接一個 Y電容（）。 原理分析：它的作用是雙重的，一是為Mosfet動作產(chǎn)生且串到變壓器副邊的noise 電流（如I4）,提供一個低阻抗的回路，減小到地的電流。二是為二次側(cè)Diode產(chǎn)生的且串到變壓器原邊的noise 電流提供低阻抗回路，從而減小流過LISN的電流。 其效果如右圖： 紅色：未改善之前 蘭色：采取措施之后213.2 改善傳播途徑：改善傳播途徑： 措施二：變壓器加法拉第銅環(huán)：措施二：變壓器加法拉第銅環(huán)： 變壓器是Noise傳播

15、的主要通道之一，其中初級線圈和次級線圈間雜散電容Ctx是重要因素。而在變壓器內(nèi)部加法拉第銅環(huán)是減小Ctx 的有效的方法之一。 效果如右下圖。 紅色：未加法拉第銅環(huán)223.2 改善傳播途徑：改善傳播途徑： 措施三：散熱片接措施三：散熱片接Rs的地端：的地端： 目的為了將 散熱片Ce地LISN這一支路 旁路掉，從而減小到地的電流。其效果如下圖： 可看出，在低頻時較有效；在高頻時， 效果不明顯，這主要是因為在高頻時，管腳直接對地的電容已有相當(dāng)?shù)淖饔谩?紅色：散熱片未接地 蘭色：散熱片接地233.3 綜合的綜合的EMI 效果效果當(dāng)綜合上述所有措施后，EMI總效果對比如圖所示： 紅色：未采取措施前 蘭色

16、：綜合上述措施后 24四、四、 實際效益實際效益C1KS 的充電板(710-01614-02) 專門配有一濾波板 (710-01587-01) ?，F(xiàn)計劃將其去掉。按照以上的分析，對單個充電板模塊，在原基礎(chǔ)上，做以下動作：1。在Q501的ds極 加一RC Snubber (471電容/200歐姆），D501上并一471電容。2。在Rs的地端和次級輸出電容的地間接一Y電容(472) 。3。在市電輸入端接 一 X電容 (0.47uF)。4。散熱片接Rs的地。 （因時間關(guān)系，變壓器沒來得及打樣，未動作）紅色： 充電板原始的EMI效果蘭色： 上述動作之后的EMI效果25四、四、 實際效益實際效益 單個模塊做好之后，將去掉專用濾波器的充電板裝回C1KS機(jī)器，作整機(jī)測試，并和原機(jī)器作對比： 紅色：原C1KS機(jī)器的效果 蘭色：改動后的效果 （已去掉充電板的 濾波器）26四、四、 實際效益實際效益增刪料號描述價格 (人民幣）060-70220-001uF / 275Vac /X22.7552060-70220-001uF / 275Vac /X22.7552060-11005-00471/ Y20.671060-11005-00471/ Y20.671082-10862-002.2mH 2.736098-01587-01PCB 1.