高速PCB設(shè)計(jì)指南之六

1、高速PCB設(shè)計(jì)指南之六第一篇 混合信號電路板的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則 模擬電路的工作依賴連續(xù)變化的電流和電壓。數(shù)字電路的工作依賴在接收端根據(jù)預(yù)先定義的電壓電平或門限對高電平或低電平的檢測，它相當(dāng)于判斷邏輯狀態(tài)的“真”或“假”。在數(shù)字電路的高電平和低電平之間，存在“灰色”區(qū)域，在此區(qū)域數(shù)字電路有時(shí)表現(xiàn)出模擬效應(yīng)，例如當(dāng)從低電平向高電平(狀態(tài))跳變時(shí)，如果數(shù)字信號跳變的速度足夠快，則將產(chǎn)生過沖和回鈴反射現(xiàn)象。 對于現(xiàn)代板極設(shè)計(jì)來說，混合信號PCB的概念比較模糊，這是因?yàn)榧词乖诩兇獾摹皵?shù)字”器件中，仍然存在模擬電路和模擬效應(yīng)。因此，在設(shè)計(jì)初期，為了可靠實(shí)現(xiàn)嚴(yán)格的時(shí)序分配，必須對模擬效應(yīng)進(jìn)行仿真。實(shí)際上，除了通信產(chǎn)

2、品必須具備無故障持續(xù)工作數(shù)年的可靠性之外，大量生產(chǎn)的低成本/高性能消費(fèi)類產(chǎn)品中特別需要對模擬效應(yīng)進(jìn)行仿真。 現(xiàn)代混合信號PCB設(shè)計(jì)的另一個(gè)難點(diǎn)是不同數(shù)字邏輯的器件越來越多，比如GTL、LVTTL、LVCMOS及LVDS邏輯，每種邏輯電路的邏輯門限和電壓擺幅都不同，但是，這些不同邏輯門限和電壓擺幅的電路必須共同設(shè)計(jì)在一塊PCB上。在此，通過透徹分析高密度、高性能、混合信號PCB的布局和布線設(shè)計(jì)，你可以掌握成功策略和技術(shù)。 一、混合信號電路布線基礎(chǔ) 當(dāng)數(shù)字和模擬電路在同一塊板卡上共享相同的元件時(shí)，電路的布局及布線必須講究方法。圖1所示的矩陣對混合信號PCB的設(shè)計(jì)規(guī)劃有幫助。只有揭示數(shù)字和模擬電路的

3、特性，才能在實(shí)際布局和布線中達(dá)到要求的PCB設(shè)計(jì)目標(biāo)。 圖1：模擬和數(shù)字電路：混合信號設(shè)計(jì)的兩個(gè)方面 在混合信號PCB設(shè)計(jì)中，對電源走線有特別的要求并且要求模擬噪聲和數(shù)字電路噪聲相互隔離以避免噪聲耦合，這樣一來布局和布線的復(fù)雜性就增加了。對電源傳輸線的特殊需求以及隔離模擬和數(shù)字電路之間噪聲耦合的要求，使混合信號PCB的布局和布線的復(fù)雜性進(jìn)一步增加。 如果將A/D轉(zhuǎn)換器中模擬放大器的電源和A/D轉(zhuǎn)換器的數(shù)字電源接在一起，則很有可能造成模擬部分和數(shù)字部分電路的相互影響。或許，由于輸入/輸出連接器位置的緣故，布局方案必須把數(shù)字和模擬電路的布線混合在一起。 在布局和布線之前，工程師要弄清楚布局和布線方

4、案的基本弱點(diǎn)。即使存在虛假判斷，大部分工程師傾向利用布局和布線信息來識別潛在的電氣影響。 二、現(xiàn)代混合信號PCB的布局和布線 下面將通過OC48接口卡的設(shè)計(jì)來闡述混合信號PCB 布局和布線的技術(shù)。OC48代表光載波標(biāo)準(zhǔn)48，基本上面向2.5Gb串行光通訊，它是現(xiàn)代通訊設(shè)備中高容量光通訊標(biāo)準(zhǔn)的一種。OC48接口卡包含若干典型混合信號PCB的布局和布線問題，其布局和布線過程將指明解決混合信號PCB布局方案的順序和步驟。 圖2：OC48接口卡的邏輯 如圖2所示，OC48卡包含一個(gè)實(shí)現(xiàn)光信號和模擬電信號雙向轉(zhuǎn)換的光收發(fā)器。模擬信號輸入或輸出數(shù)字信號處理器，DSP將這些模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字邏輯電平，從而可

5、與微處理器、可編程門陣列以及在OC48卡上的DSP和微處理器的系統(tǒng)接口電路相連接。獨(dú)立的鎖相環(huán)、電源濾波器和本地參考電壓源也集成在一起。 其中，微處理器是一個(gè)多電源器件，主電源為2V，3.3V的I/O信號電源由板上其他數(shù)字器件共享。獨(dú)立數(shù)字時(shí)鐘源為OC48 I/O、微處理器和系統(tǒng)I/O提供時(shí)鐘。 經(jīng)過檢查不同功能電路塊的布局和布線要求，初步建議采用12層板，如圖3所示。微帶和帶狀線層的配置可以安全地減少鄰近走線層的耦合并改善阻抗控制。第一層和第二層之間設(shè)置接地層，將把敏感的模擬參考源、CPU核和PLL濾波器電源的布線與在第一層的微處理器和DSP器件相隔離。電源和接地層總是成對出現(xiàn)的，與OC48

6、卡上為共享3.3V電源層所做的一樣。這樣將降低電源和地之間的阻抗，從而減少電源信號上的噪聲。 要避免在鄰近電源層的地方走數(shù)字時(shí)鐘線和高頻模擬信號線，否則，電源信號的噪聲將耦合到敏感的模擬信號之中。 要根據(jù)數(shù)字信號布線的需要，仔細(xì)考慮利用電源和模擬接地層的開口(split)，特別是在混合信號器件的輸入和輸出端。在鄰近信號層穿過一開口走線會造成阻抗不連續(xù)和不良的傳輸線回路。這些都會造成信號質(zhì)量、時(shí)序和EMI問題。 有時(shí)增加若干接地層，或在一個(gè)器件下面為本地電源層或接地層使用若干外圍層，就可以取消開口并避免出現(xiàn)上述問題，在OC48接口卡上就采用了多個(gè)接地層。保持開口層和布線層位置的層疊對稱可以避免卡

7、變形并簡化制作過程。由于1盎司覆銅板耐大電流的能力強(qiáng)，3.3V電源層和對應(yīng)的接地層要采用1盎司覆銅板，其它層可以采用0.5盎司覆銅板，這樣，可以降低暫態(tài)高電流或尖峰期間引起的電壓波動(dòng)。 如果你從接地層往上設(shè)計(jì)一個(gè)復(fù)雜的系統(tǒng)，應(yīng)采用0.093英寸和0.100英寸厚度的卡以支撐布線層及接地隔離層?？ǖ暮穸冗€必須根據(jù)過孔焊盤和孔的布線特征尺寸調(diào)整，以便使鉆孔直徑與成品卡厚度的寬高比不超過制造商提供的金屬化孔的寬高比。 如果要用最少的布線層數(shù)設(shè)計(jì)一個(gè)低成本、高產(chǎn)量的商業(yè)產(chǎn)品，則在布局或布線之前，要仔細(xì)考慮混合信號PCB上所有特殊電源的布線細(xì)節(jié)。在開始布局和布線之前，要讓目標(biāo)制造商復(fù)查初步的分層方案?；?/p>

8、本上要根據(jù)成品的厚度、層數(shù)、銅的重量、阻抗(帶容差)和最小的過孔焊盤和孔的尺寸來分層，制造商應(yīng)該書面提供分層建議。 建議中要包含所有受控阻抗帶狀線和微帶線的配置實(shí)例。要將你對阻抗的預(yù)測與制造商對阻抗的結(jié)合起來考慮，然后，利用這些阻抗預(yù)測可以驗(yàn)證用于開發(fā)CAD布線規(guī)則的仿真工具中的信號布線特性。 三、OC48卡的布局 在光收發(fā)器和DSP之間的高速模擬信號對外部噪聲非常敏感。同樣，所有特殊電源和參考電壓電路也使該卡的模擬和數(shù)字電源傳輸電路之間產(chǎn)生大量的耦合。有時(shí)，受機(jī)殼形狀的限制，不得不設(shè)計(jì)高密度板卡。由于外部光纜接入卡的方位和光收發(fā)器部分元件尺寸較高，使收發(fā)器在卡中的位置很大程度上被固定死。系統(tǒng)

9、I/O連接器位置和信號分配也是固定的。這是布局之前必須完成的基礎(chǔ)工作(見圖4)。 與大多數(shù)成功的高密度模擬布局和布線方案一樣，布局要滿足布線的要求，布局和布線的要求必須互相兼顧。對一塊混合信號PCB的模擬部分和2V工作電壓的本地CPU內(nèi)核，不推薦采用“先布局后布線”的方法。對OC48卡來說，DSP模擬電路部分包含有模擬參考電壓和模擬電源旁路電容的部分應(yīng)首先互動(dòng)布線。完成布線后，具有模擬元件和布線的整個(gè)DSP要放到距離光收發(fā)器足夠近的地方，充分保證高速模擬差分信號到DSP的布線長度最短、彎曲和過孔最少。差分布局和布線的對稱性將減少共模噪聲的影響。但是，在布線之前很難預(yù)測布局的最佳方案(見圖5)。

10、 要向芯片分銷商咨詢PCB排板的設(shè)計(jì)指南。在按照指南設(shè)計(jì)之前，要與分銷商的應(yīng)用工程師充分交流。許多芯片分銷商對提供高質(zhì)量的布板建議有嚴(yán)格的時(shí)間限制。有時(shí)，他們提供的解決方案對于使用該器件的“一級客戶”是可行的。在信號完整性(SI)設(shè)計(jì)領(lǐng)域，新器件的信號完整性設(shè)計(jì)特別重要。根據(jù)分銷商的基本指南并與封裝中每條電源和接地引腳的特定要求相結(jié)合，就可以開始對集成了DSP和微處理器的OC48卡布局布線。 高頻模擬部分的位置和布線確定后，就可以按照框圖中所示的分組方法放置其余的數(shù)字電路。要注意仔細(xì)設(shè)計(jì)下列電路：對模擬信號靈敏度高的CPU中PLL電源濾波電路的位置；本地CPU內(nèi)核電壓調(diào)整器；用于“數(shù)字”微處理

11、器的參考電壓電路。 數(shù)字布線的電氣和制造準(zhǔn)則規(guī)范此時(shí)才可以恰當(dāng)?shù)貞?yīng)用到設(shè)計(jì)之中。前述對高速數(shù)字總線和時(shí)鐘信號的信號完整性的設(shè)計(jì)，揭示出一些對處理器總線、平衡Ts及某些時(shí)鐘信號布線的時(shí)滯匹配的特殊布線拓?fù)湟?。但是你或許不知道，也有人提出更新的建議，即增加若干端接電阻。 在解決問題的過程中，布板階段做一些調(diào)整是當(dāng)然的事。但是，在開始布線之前，很重要的一步是按照布局方案驗(yàn)證數(shù)字部分的時(shí)序。此時(shí)此刻，對板卡進(jìn)行完整DFM/DFT布局復(fù)查將有助于確保該卡滿足客戶的需要。 四、OC48卡的數(shù)字布線 對于數(shù)字器件電源線和混合信號DSP的數(shù)字部分，數(shù)字布線要從SMD出路圖(escape patterns)開

12、始。要采用裝配工藝允許的最短和最寬的印制線。對于高頻器件來說，電源的印制線相當(dāng)于小電感，它將惡化電源噪聲，使模擬和數(shù)字電路之間產(chǎn)生不期望的耦合。電源印制線越長，電感越大。 采用數(shù)字旁路電容可以得到最佳的布局和布線方案。簡言之，根據(jù)需要微調(diào)旁路電容的位置，使之安裝方便并分布在數(shù)字部件和混合信號器件數(shù)字部分的周圍。要采用同樣的“最短和最寬的走線”方法對旁路電容出路圖進(jìn)行布線。 當(dāng)電源分支要穿過連續(xù)的平面時(shí)(如OC48接口卡上的3.3V電源層)，則電源引腳和旁路電容本身不必共享相同的出口圖，就可以得到最低的電感和ESR旁路。在OC48接口卡這樣的混合信號PCB上，要特別注意電源分支的布線。記住，要在

13、整個(gè)卡上以矩陣排列的形式放置額外的旁路電容，即使在無源器件附近也要放置 (見圖6)。 電源出路圖確定之后，就可以開始自動(dòng)布線。OC48卡上的ATE測試觸點(diǎn)要在邏輯設(shè)計(jì)時(shí)定義。要確保ATE接觸到100%的節(jié)點(diǎn)。為了以0.070英寸的最小ATE測試探頭實(shí)現(xiàn)ATE測試，必須保留引出過孔(breakout via)的位置，以保證電源層不會被過孔的反面焊盤(antipads)交叉所隔斷。 如果要采用一個(gè)電源和接地層開口(split)方案，應(yīng)在平行于開口的鄰近布線層上選擇偏移層(layer bias)。在鄰近層上按該開口區(qū)域的周長定義禁止布線區(qū)，防止布線進(jìn)入。如果布線必須穿過開口區(qū)域到另一層，應(yīng)確保與布線

14、相鄰的另一層為連續(xù)的接地層。這將減少反射路徑。讓旁路電容跨過開口的電源層對一些數(shù)字信號的布板有好處，但不推薦在數(shù)字和模擬電源層之間進(jìn)行橋接，這是因?yàn)樵肼晻ㄟ^旁路電容互相耦合。 若干最新的自動(dòng)布線應(yīng)用程序能夠?qū)Ω呙芏榷鄬訑?shù)字電路進(jìn)行布線。初步布線階段要在SMD出口中使用0.050英寸大尺寸過孔間距和考慮所使用的封裝類型，后續(xù)布線階段要容許過孔的位置互相靠得比較近，這樣所有工具都能實(shí)現(xiàn)最高的布通率和最低的過孔數(shù)。由于OC48處理器總線采用一種改進(jìn)的星形拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在自動(dòng)布線時(shí)其優(yōu)先級最高(見圖7)?？偨Y(jié) OC48卡布板完成之后要進(jìn)行信號完整性核查和時(shí)序仿真。仿真證明布線指導(dǎo)達(dá)到預(yù)期的要求并改善了第

15、二層總線的時(shí)序指標(biāo)。最后進(jìn)行設(shè)計(jì)規(guī)則檢查、最終制造的復(fù)查、光罩和復(fù)查并簽發(fā)給制造者，則布板任務(wù)才正式結(jié)束 第二篇 分區(qū)設(shè)計(jì) 摘要：混合信號電路PCB的設(shè)計(jì)很復(fù)雜，元器件的布局、布線以及電源和地線的處理將直接影響到電路性能和電磁兼容性能。本文介紹的地和電源的分區(qū)設(shè)計(jì)能優(yōu)化混合信號電路的性能。 如何降低數(shù)字信號和模擬信號間的相互干擾呢？在設(shè)計(jì)之前必須了解電磁兼容(EMC)的兩個(gè)基本原則：第一個(gè)原則是盡可能減小電流環(huán)路的面積；第二個(gè)原則是系統(tǒng)只采用一個(gè)參考面。相反，如果系統(tǒng)存在兩個(gè)參考面，就可能形成一個(gè)偶極天線(注：小型偶極天線的輻射大小與線的長度、流過的電流大小以及頻率成正比)；而如果信號不能通過

16、盡可能小的環(huán)路返回，就可能形成一個(gè)大的環(huán)狀天線(注：小型環(huán)狀天線的輻射大小與環(huán)路面積、流過環(huán)路的電流大小以及頻率的平方成正比)。在設(shè)計(jì)中要盡可能避免這兩種情況。 有人建議將混合信號電路板上的數(shù)字地和模擬地分割開，這樣能實(shí)現(xiàn)數(shù)字地和模擬地之間的隔離。盡管這種方法可行，但是存在很多潛在的問題，在復(fù)雜的大型系統(tǒng)中問題尤其突出。最關(guān)鍵的問題是不能跨越分割間隙布線，一旦跨越了分割間隙布線，電磁輻射和信號串?dāng)_都會急劇增加。在PCB設(shè)計(jì)中最常見的問題就是信號線跨越分割地或電源而產(chǎn)生EMI問題。 如圖1所示，我們采用上述分割方法，而且信號線跨越了兩個(gè)地之間的間隙，信號電流的返回路徑是什么呢？假定被分割的兩個(gè)地

17、在某處連接在一起(通常情況下是在某個(gè)位置單點(diǎn)連接)，在這種情況下，地電流將會形成一個(gè)大的環(huán)路。流經(jīng)大環(huán)路的高頻電流會產(chǎn)生輻射和很高的地電感，如果流過大環(huán)路的是低電平模擬電流，該電流很容易受到外部信號干擾。最糟糕的是當(dāng)把分割地在電源處連接在一起時(shí)，將形成一個(gè)非常大的電流環(huán)路。另外，模擬地和數(shù)字地通過一個(gè)長導(dǎo)線連接在一起會構(gòu)成偶極天線。 了解電流回流到地的路徑和方式是優(yōu)化混合信號電路板設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。許多設(shè)計(jì)工程師僅僅考慮信號電流從哪兒流過，而忽略了電流的具體路徑。如果必須對地線層進(jìn)行分割，而且必須通過分割之間的間隙布線，可以先在被分割的地之間進(jìn)行單點(diǎn)連接，形成兩個(gè)地之間的連接橋，然后通過該連接橋布線

18、。這樣，在每一個(gè)信號線的下方都能夠提供一個(gè)直接的電流回流路徑，從而使形成的環(huán)路面積很小。 采用光隔離器件或變壓器也能實(shí)現(xiàn)信號跨越分割間隙。對于前者，跨越分割間隙的是光信號；在采用變壓器的情況下，跨越分割間隙的是磁場。還有一種可行的辦法是采用差分信號：信號從一條線流入從另外一條信號線返回，這種情況下，不需要地作為回流路徑。 要深入探討數(shù)字信號對模擬信號的干擾必須先了解高頻電流的特性。高頻電流總是選擇阻抗最小(電感最低)，直接位于信號下方的路徑，因此返回電流會流過鄰近的電路層，而無論這個(gè)臨近層是電源層還是地線層。 在實(shí)際工作中一般傾向于使用統(tǒng)一地，而將PCB分區(qū)為模擬部分和數(shù)字部分。模擬信號在電路

19、板所有層的模擬區(qū)內(nèi)布線，而數(shù)字信號在數(shù)字電路區(qū)內(nèi)布線。在這種情況下，數(shù)字信號返回電流不會流入到模擬信號的地。 只有將數(shù)字信號布線在電路板的模擬部分之上或者將模擬信號布線在電路板的數(shù)字部分之上時(shí)，才會出現(xiàn)數(shù)字信號對模擬信號的干擾。出現(xiàn)這種問題并不是因?yàn)闆]有分割地，真正的原因是數(shù)字信號的布線不適當(dāng)。 PCB設(shè)計(jì)采用統(tǒng)一地，通過數(shù)字電路和模擬電路分區(qū)以及合適的信號布線，通常可以解決一些比較困難的布局布線問題，同時(shí)也不會產(chǎn)生因地分割帶來的一些潛在的麻煩。在這種情況下，元器件的布局和分區(qū)就成為決定設(shè)計(jì)優(yōu)劣的關(guān)鍵。如果布局布線合理，數(shù)字地電流將限制在電路板的數(shù)字部分，不會干擾模擬信號。對于這樣的布線必須仔

20、細(xì)地檢查和核對，要保證百分之百遵守布線規(guī)則。否則，一條信號線走線不當(dāng)就會徹底破壞一個(gè)本來非常不錯(cuò)的電路板。 在將A/D轉(zhuǎn)換器的模擬地和數(shù)字地管腳連接在一起時(shí)，大多數(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器廠商會建議：將AGND和DGND管腳通過最短的引線連接到同一個(gè)低阻抗的地上(注：因?yàn)榇蠖鄶?shù)A/D轉(zhuǎn)換器芯片內(nèi)部沒有將模擬地和數(shù)字地連接在一起，必須通過外部管腳實(shí)現(xiàn)模擬和數(shù)字地的連接)，任何與DGND連接的外部阻抗都會通過寄生電容將更多的數(shù)字噪聲耦合到IC內(nèi)部的模擬電路上。按照這個(gè)建議，需要把A/D轉(zhuǎn)換器的AGND和DGND管腳都連接到模擬地上，但這種方法會產(chǎn)生諸如數(shù)字信號去耦電容的接地端應(yīng)該接到模擬地還是數(shù)字地的問題。

21、 如果系統(tǒng)僅有一個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器，上面的問題就很容易解決。如圖3中所示，將地分割開，在A/D轉(zhuǎn)換器下面把模擬地和數(shù)字地部分連接在一起。采取該方法時(shí)，必須保證兩個(gè)地之間的連接橋?qū)挾扰cIC等寬，并且任何信號線都不能跨越分割間隙。 如果系統(tǒng)中A/D轉(zhuǎn)換器較多，例如10個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器怎樣連接呢？如果在每一個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器的下面都將模擬地和數(shù)字地連接在一起，則產(chǎn)生多點(diǎn)相連，模擬地和數(shù)字地之間的隔離就毫無意義。而如果不這樣連接，就違反了廠商的要求。 最好的辦法是開始時(shí)就用統(tǒng)一地。如圖4所示，將統(tǒng)一的地分為模擬部分和數(shù)字部分。這樣的布局布線既滿足了IC器件廠商對模擬地和數(shù)字地管腳低阻抗連接的要求，同時(shí)又不會形成

22、環(huán)路天線或偶極天線而產(chǎn)生EMC問題。 如果對混合信號PCB設(shè)計(jì)采用統(tǒng)一地的做法心存疑慮，可以采用地線層分割的方法對整個(gè)電路板布局布線，在設(shè)計(jì)時(shí)注意盡量使電路板在后邊實(shí)驗(yàn)時(shí)易于用間距小于1/2英寸的跳線或0歐姆電阻將分割地連接在一起。注意分區(qū)和布線，確保在所有的層上沒有數(shù)字信號線位于模擬部分之上，也沒有任何模擬信號線位于數(shù)字部分之上。而且，任何信號線都不能跨越地間隙或是分割電源之間的間隙。要測試該電路板的功能和EMC性能，然后將兩個(gè)地通過0歐姆電阻或跳線連接在一起，重新測試該電路板的功能和EMC性能。比較測試結(jié)果，會發(fā)現(xiàn)幾乎在所有的情況下，統(tǒng)一地的方案在功能和EMC性能方面比分割地更優(yōu)越。 在以

23、下三種情況可以用到這種方法：一些醫(yī)療設(shè)備要求在與病人連接的電路和系統(tǒng)之間的漏電流很低；一些工業(yè)過程控制設(shè)備的輸出可能連接到噪聲很大而且功率高的機(jī)電設(shè)備上；另外一種情況就是在PCB的布局受到特定限制時(shí)。 在混合信號PCB板上通常有獨(dú)立的數(shù)字和模擬電源，能夠而且應(yīng)該采用分割電源面。但是緊鄰電源層的信號線不能跨越電源之間的間隙，而所有跨越該間隙的信號線都必須位于緊鄰大面積地的電路層上。在有些情況下，將模擬電源以PCB連接線而不是一個(gè)面來設(shè)計(jì)可以避免電源面的分割問題。 混合信號PCB設(shè)計(jì)是一個(gè)復(fù)雜的過程，設(shè)計(jì)過程要注意以下幾點(diǎn)：1.將PCB分區(qū)為獨(dú)立的模擬部分和數(shù)字部分。 2.合適的元器件布局。 3.

24、A/D轉(zhuǎn)換器跨分區(qū)放置。 4.不要對地進(jìn)行分割。在電路板的模擬部分和數(shù)字部分下面敷設(shè)統(tǒng)一地。 5.在電路板的所有層中，數(shù)字信號只能在電路板的數(shù)字部分布線。 6.在電路板的所有層中，模擬信號只能在電路板的模擬部分布線。 7.實(shí)現(xiàn)模擬和數(shù)字電源分割。 8.布線不能跨越分割電源面之間的間隙。 9.必須跨越分割電源之間間隙的信號線要位于緊鄰大面積地的布線層上。 10.分析返回地電流實(shí)際流過的路徑和方式。 11.采用正確的布線規(guī)則。- 第二篇 RF產(chǎn)品設(shè)計(jì)過程中降低信號耦合的PCB布線技巧 一輪藍(lán)牙設(shè)備、無繩電話和蜂窩電話需求高潮正促使中國電子工程師越來越關(guān)注RF電路設(shè)計(jì)技巧。RF電路板的設(shè)計(jì)是最令設(shè)計(jì)

25、工程師感到頭疼的部分，如想一次獲得成功，仔細(xì)規(guī)劃和注重細(xì)節(jié)是必須加以高度重視的兩大關(guān)鍵設(shè)計(jì)規(guī)則。 射頻(RF)電路板設(shè)計(jì)由于在理論上還有很多不確定性，因此常被形容為一種“黑色藝術(shù)”，但這個(gè)觀點(diǎn)只有部分正確，RF電路板設(shè)計(jì)也有許多可以遵循的準(zhǔn)則和不應(yīng)該被忽視的法則。不過，在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，真正實(shí)用的技巧是當(dāng)這些準(zhǔn)則和法則因各種設(shè)計(jì)約束而無法準(zhǔn)確地實(shí)施時(shí)如何對它們進(jìn)行折衷處理。 當(dāng)然，有許多重要的RF設(shè)計(jì)課題值得討論，包括阻抗和阻抗匹配、絕緣層材料和層疊板以及波長和駐波，不過，本文將集中探討與RF電路板分區(qū)設(shè)計(jì)有關(guān)的各種問題。 今天的蜂窩電話設(shè)計(jì)以各種方式將所有的東西集成在一起，這對RF電路板設(shè)計(jì)來說

26、很不利。現(xiàn)在業(yè)界競爭非常激烈，人人都在找辦法用最小的尺寸和最小的成本集成最多的功能。模擬、數(shù)字和RF電路都緊密地?cái)D在一起，用來隔開各自問題區(qū)域的空間非常小，而且考慮到成本因素，電路板層數(shù)往往又減到最小。令人感到不可思議的是，多用途芯片可將多種功能集成在一個(gè)非常小的裸片上，而且連接外界的引腳之間排列得又非常緊密，因此RF、IF、模擬和數(shù)字信號非?？拷?，但它們通常在電氣上是不相干的。電源分配可能對設(shè)計(jì)者來說是一個(gè)噩夢，為了延長電池壽命，電路的不同部分是根據(jù)需要而分時(shí)工作的，并由軟件來控制轉(zhuǎn)換。這意味著你可能需要為你的蜂窩電話提供5到6種工作電源。一、RF布局概念 在設(shè)計(jì)RF布局時(shí)，有幾個(gè)總的原則必

27、須優(yōu)先加以滿足： 盡可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔離開來，簡單地說，就是讓高功率RF發(fā)射電路遠(yuǎn)離低功率RF接收電路。如果你的PCB板上有很多物理空間，那么你可以很容易地做到這一點(diǎn)，但通常元器件很多，PCB空間較小，因而這通常是不可能的。你可以把他們放在PCB板的兩面，或者讓它們交替工作，而不是同時(shí)工作。高功率電路有時(shí)還可包括RF緩沖器和壓控制振蕩器(VCO)。 確保PCB板上高功率區(qū)至少有一整塊地，最好上面沒有過孔，當(dāng)然，銅皮越多越好。稍后，我們將討論如何根據(jù)需要打破這個(gè)設(shè)計(jì)原則，以及如何避免由此而可能引起的問題。 芯片和電源去耦同樣也極為重要，稍后將討論實(shí)現(xiàn)這個(gè)

28、原則的幾種方法。 RF輸出通常需要遠(yuǎn)離RF輸入，稍后我們將進(jìn)行詳細(xì)討論。 敏感的模擬信號應(yīng)該盡可能遠(yuǎn)離高速數(shù)字信號和RF信號。二、如何進(jìn)行分區(qū)？ 設(shè)計(jì)分區(qū)可以分解為物理分區(qū)和電氣分區(qū)。物理分區(qū)主要涉及元器件布局、朝向和屏蔽等問題；電氣分區(qū)可以繼續(xù)分解為電源分配、RF走線、敏感電路和信號以及接地等的分區(qū)。 首先我們討論物理分區(qū)問題。元器件布局是實(shí)現(xiàn)一個(gè)優(yōu)秀RF設(shè)計(jì)的關(guān)鍵，最有效的技術(shù)是首先固定位于RF路徑上的元器件，并調(diào)整其朝向以將RF路徑的長度減到最小，使輸入遠(yuǎn)離輸出，并盡可能遠(yuǎn)地分離高功率電路和低功率電路。 最有效的電路板堆疊方法是將主接地面(主地)安排在表層下的第二層，并盡可能將RF線走在

29、表層上。將RF路徑上的過孔尺寸減到最小不僅可以減少路徑電感，而且還可以減少主地上的虛焊點(diǎn)，并可減少RF能量泄漏到層疊板內(nèi)其他區(qū)域的機(jī)會。 在物理空間上，像多級放大器這樣的線性電路通常足以將多個(gè)RF區(qū)之間相互隔離開來，但是雙工器、混頻器和中頻放大器/混頻器總是有多個(gè)RF/IF信號相互干擾，因此必須小心地將這一影響減到最小。RF與IF走線應(yīng)盡可能走十字交叉，并盡可能在它們之間隔一塊地。正確的RF路徑對整塊PCB板的性能而言非常重要，這也就是為什么元器件布局通常在蜂窩電話PCB板設(shè)計(jì)中占大部分時(shí)間的原因。 在蜂窩電話PCB板上，通?？梢詫⒌驮胍舴糯笃麟娐贩旁赑CB板的某一面，而高功率放大器放在另一面

30、，并最終通過雙工器把它們在同一面上連接到RF端和基帶處理器端的天線上。需要一些技巧來確保直通過孔不會把RF能量從板的一面?zhèn)鬟f到另一面，常用的技術(shù)是在兩面都使用盲孔。可以通過將直通過孔安排在PCB板兩面都不受RF干擾的區(qū)域來將直通過孔的不利影響減到最小。 有時(shí)不太可能在多個(gè)電路塊之間保證足夠的隔離，在這種情況下就必須考慮采用金屬屏蔽罩將射頻能量屏蔽在RF區(qū)域內(nèi)，但金屬屏蔽罩也存在問題，例如：自身成本和裝配成本都很貴； 外形不規(guī)則的金屬屏蔽罩在制造時(shí)很難保證高精度，長方形或正方形金屬屏蔽罩又使元器件布局受到一些限制；金屬屏蔽罩不利于元器件更換和故障定位；由于金屬屏蔽罩必須焊在地上，必須與元器件保持

31、一個(gè)適當(dāng)距離，因此需要占用寶貴的PCB板空間。 盡可能保證屏蔽罩的完整非常重要，進(jìn)入金屬屏蔽罩的數(shù)字信號線應(yīng)該盡可能走內(nèi)層，而且最好走線層的下面一層PCB是地層。RF信號線可以從金屬屏蔽罩底部的小缺口和地缺口處的布線層上走出去，不過缺口處周圍要盡可能地多布一些地，不同層上的地可通過多個(gè)過孔連在一起。 盡管有以上的問題，但是金屬屏蔽罩非常有效，而且常常還是隔離關(guān)鍵電路的唯一解決方案。 此外，恰當(dāng)和有效的芯片電源去耦也非常重要。許多集成了線性線路的RF芯片對電源的噪音非常敏感，通常每個(gè)芯片都需要采用高達(dá)四個(gè)電容和一個(gè)隔離電感來確保濾除所有的電源噪音(見圖1)。 最小電容值通常取決于其自諧振頻率和低

32、引腳電感，C4的值就是據(jù)此選擇的。C3和C2的值由于其自身引腳電感的關(guān)系而相對較大一些，從而RF去耦效果要差一些，不過它們較適合于濾除較低頻率的噪聲信號。電感L1使RF信號無法從電源線耦合到芯片中。記?。核械淖呔€都是一條潛在的既可接收也可發(fā)射RF信號的天線，另外將感應(yīng)的射頻信號與關(guān)鍵線路隔離開也很必要。 這些去耦元件的物理位置通常也很關(guān)鍵，圖2表示了一種典型的布局方法。這幾個(gè)重要元件的布局原則是：C4要盡可能靠近IC引腳并接地，C3必須最靠近C4，C2必須最靠近C3，而且IC引腳與C4的連接走線要盡可能短，這幾個(gè)元件的接地端(尤其是C4)通常應(yīng)當(dāng)通過下一地層與芯片的接地引腳相連。將元件與地層

33、相連的過孔應(yīng)該盡可能靠近PCB板上元件焊盤，最好是使用打在焊盤上的盲孔以將連接線電感減到最小，電感應(yīng)該靠近C1。 一塊集成電路或放大器常常帶有一個(gè)開漏極輸出，因此需要一個(gè)上拉電感來提供一個(gè)高阻抗RF負(fù)載和一個(gè)低阻抗直流電源，同樣的原則也適用于對這一電感端的電源進(jìn)行去耦。有些芯片需要多個(gè)電源才能工作，因此你可能需要兩到三套電容和電感來分別對它們進(jìn)行去耦處理，如果該芯片周圍沒有足夠空間的話，那么可能會遇到一些麻煩。 記住電感極少并行靠在一起，因?yàn)檫@將形成一個(gè)空芯變壓器并相互感應(yīng)產(chǎn)生干擾信號，因此它們之間的距離至少要相當(dāng)于其中一個(gè)器件的高度，或者成直角排列以將其互感減到最小。 電氣分區(qū)原則大體上與物

34、理分區(qū)相同，但還包含一些其它因素?，F(xiàn)代蜂窩電話的某些部分采用不同工作電壓，并借助軟件對其進(jìn)行控制，以延長電池工作壽命。這意味著蜂窩電話需要運(yùn)行多種電源，而這給隔離帶來了更多的問題。電源通常從連接器引入，并立即進(jìn)行去耦處理以濾除任何來自線路板外部的噪聲，然后再經(jīng)過一組開關(guān)或穩(wěn)壓器之后對其進(jìn)行分配。 蜂窩電話里大多數(shù)電路的直流電流都相當(dāng)小，因此走線寬度通常不是問題，不過，必須為高功率放大器的電源單獨(dú)走一條盡可能寬的大電流線，以將傳輸壓降減到最低。為了避免太多電流損耗，需要采用多個(gè)過孔來將電流從某一層傳遞到另一層。此外，如果不能在高功率放大器的電源引腳端對它進(jìn)行充分的去耦，那么高功率噪聲將會輻射到整

35、塊板上，并帶來各種各樣的問題。高功率放大器的接地相當(dāng)關(guān)鍵，并經(jīng)常需要為其設(shè)計(jì)一個(gè)金屬屏蔽罩。 在大多數(shù)情況下，同樣關(guān)鍵的是確保RF輸出遠(yuǎn)離RF輸入。這也適用于放大器、緩沖器和濾波器。在最壞情況下，如果放大器和緩沖器的輸出以適當(dāng)?shù)南辔缓驼穹答伒剿鼈兊妮斎攵?，那么它們就有可能產(chǎn)生自激振蕩。在最好情況下，它們將能在任何溫度和電壓條件下穩(wěn)定地工作。實(shí)際上，它們可能會變得不穩(wěn)定，并將噪音和互調(diào)信號添加到RF信號上。 如果射頻信號線不得不從濾波器的輸入端繞回輸出端，這可能會嚴(yán)重?fù)p害濾波器的帶通特性。為了使輸入和輸出得到良好的隔離，首先必須在濾波器周圍布一圈地，其次濾波器下層區(qū)域也要布一塊地，并與圍繞濾波

36、器的主地連接起來。把需要穿過濾波器的信號線盡可能遠(yuǎn)離濾波器引腳也是個(gè)好方法。此外，整塊板上各個(gè)地方的接地都要十分小心，否則你可能會在不知不覺之中引入一條你不希望發(fā)生的耦合通道。圖3詳細(xì)說明了這一接地辦法。 有時(shí)可以選擇走單端或平衡RF信號線，有關(guān)交叉干擾和EMC/EMI的原則在這里同樣適用。平衡RF信號線如果走線正確的話，可以減少噪聲和交叉干擾，但是它們的阻抗通常比較高，而且要保持一個(gè)合理的線寬以得到一個(gè)匹配信號源、走線和負(fù)載的阻抗，實(shí)際布線可能會有一些困難。 緩沖器可以用來提高隔離效果，因?yàn)樗砂淹粋€(gè)信號分為兩個(gè)部分，并用于驅(qū)動(dòng)不同的電路，特別是本振可能需要緩沖器來驅(qū)動(dòng)多個(gè)混頻器。當(dāng)混頻器

37、在RF頻率處到達(dá)共模隔離狀態(tài)時(shí)，它將無法正常工作。緩沖器可以很好地隔離不同頻率處的阻抗變化，從而電路之間不會相互干擾。 緩沖器對設(shè)計(jì)的幫助很大，它們可以緊跟在需要被驅(qū)動(dòng)電路的后面，從而使高功率輸出走線非常短，由于緩沖器的輸入信號電平比較低，因此它們不易對板上的其它電路造成干擾。 還有許多非常敏感的信號和控制線需要特別注意，但它們超出了本文探討的范圍，因此本文僅略作論述，不再進(jìn)行詳細(xì)說明。 壓控振蕩器(VCO)可將變化的電壓轉(zhuǎn)換為變化的頻率，這一特性被用于高速頻道切換，但它們同樣也將控制電壓上的微量噪聲轉(zhuǎn)換為微小的頻率變化，而這就給RF信號增加了噪聲。總的來說，在這一級以后你再也沒有辦法從RF輸

38、出信號中將噪聲去掉。那么困難在哪里呢？首先，控制線的期望頻寬范圍可能從DC直到2MHz，而通過濾波來去掉這么寬頻帶的噪聲幾乎是不可能的；其次，VCO控制線通常是一個(gè)控制頻率的反饋回路的一部分，它在很多地方都有可能引入噪聲，因此必須非常小心處理VCO控制線。 要確保RF走線下層的地是實(shí)心的，而且所有的元器件都牢固地連到主地上，并與其它可能帶來噪聲的走線隔離開來。此外，要確保VCO的電源已得到充分去耦，由于VCO的RF輸出往往是一個(gè)相對較高的電平，VCO輸出信號很容易干擾其它電路，因此必須對VCO加以特別注意。事實(shí)上，VCO往往布放在RF區(qū)域的末端，有時(shí)它還需要一個(gè)金屬屏蔽罩。 諧振電路(一個(gè)用于

39、發(fā)射機(jī)，另一個(gè)用于接收機(jī))與VCO有關(guān)，但也有它自己的特點(diǎn)。簡單地講，諧振電路是一個(gè)帶有容性二極管的并行諧振電路，它有助于設(shè)置VCO工作頻率和將語音或數(shù)據(jù)調(diào)制到RF信號上。 所有VCO的設(shè)計(jì)原則同樣適用于諧振電路。由于諧振電路含有數(shù)量相當(dāng)多的元器件、板上分布區(qū)域較寬以及通常運(yùn)行在一個(gè)很高的RF頻率下，因此諧振電路通常對噪聲非常敏感。信號通常排列在芯片的相鄰腳上，但這些信號引腳又需要與相對較大的電感和電容配合才能工作，這反過來要求這些電感和電容的位置必須靠得很近，并連回到一個(gè)對噪聲很敏感的控制環(huán)路上。要做到這點(diǎn)是不容易的。 自動(dòng)增益控制(AGC)放大器同樣是一個(gè)容易出問題的地方，不管是發(fā)射還是接收電路都會有AGC放大器。AGC放大器通常能有效地濾掉噪聲，不過