第6章 調(diào)幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路)

1、第6章16.1 概述概述6.2 振幅調(diào)制與解調(diào)原理振幅調(diào)制與解調(diào)原理6.3 調(diào)幅電路調(diào)幅電路6.4 檢波電路檢波電路6.5 混頻混頻6.6 倍頻倍頻6.7 實例介紹實例介紹6.8 章末小結章末小結第第6章章 調(diào)幅、檢波與混頻電路調(diào)幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路線性頻率變換電路)返回主目錄第6章2第第6章章 頻率變換電路頻率變換電路 6.1 概述概述 頻譜變換電路：具備將輸入信號頻譜進行頻譜變換，以獲取具有所需頻譜的輸出信號這種功能的電路就叫做頻譜變換電路。 1、調(diào)制：發(fā)送端一方將需傳送的信號（調(diào)制信號）附加在高頻振蕩上，再由天線發(fā)送出去，此過程稱為調(diào)制，此時高頻振蕩波又稱載波。 2、解調(diào)

2、：接收方將附加在高頻振蕩上的傳送信號（調(diào)制信號）提取出來，還原成原信號（調(diào)制信號）。 3、調(diào)制的作用 第6章3 4、調(diào)制方式： （1）、正弦波調(diào)制：用調(diào)制信號來改變載波信號振幅、頻率、相位，分別稱為調(diào)幅（AM）、調(diào)頻（FM）、調(diào)相波（PM）。 （2）、脈沖波調(diào)制：用調(diào)制信號來控制脈沖波振幅、寬度、位置，再用此巳調(diào)波對載波進行調(diào)制，分別稱為脈沖振幅（PAM）、脈沖寬度（PDM）、脈位（PPM）。第6章4頻譜變換電路頻譜搬移電路頻譜非線性變換電路調(diào)幅及解調(diào)電路混頻電路倍頻電路普通調(diào)幅及解調(diào)電路普通調(diào)幅及解調(diào)電路單邊帶調(diào)幅解調(diào)電路單邊帶調(diào)幅解調(diào)電路雙邊帶調(diào)幅解調(diào)電路雙邊帶調(diào)幅解調(diào)電路調(diào)頻電路調(diào)頻波的

3、解調(diào)電路直接調(diào)直接調(diào)頻電路頻電路間接調(diào)間接調(diào)頻電路頻電路變?nèi)荻O管調(diào)頻電路變?nèi)荻O管調(diào)頻電路晶體管振蕩器直接調(diào)頻電路晶體管振蕩器直接調(diào)頻電路電容話筒調(diào)頻電路電容話筒調(diào)頻電路電抗管調(diào)頻電路電抗管調(diào)頻電路斜率鑒頻器斜率鑒頻器 相位鑒頻器相位鑒頻器 比例鑒頻器比例鑒頻器 移相乘積鑒頻器移相乘積鑒頻器 脈沖均值鑒頻器脈沖均值鑒頻器 鎖相環(huán)鑒頻器鎖相環(huán)鑒頻器 跟相環(huán)鑒頻器跟相環(huán)鑒頻器5.分類第6章5 6.2 模擬乘法器模擬乘法器 本節(jié)主要介紹變跨導式模擬乘法器。變跨導式模擬乘法器是以恒流源式差分放大電路為基礎，并采用變換跨導的原理而形成的，其符號見下圖。 1 單片集成模擬乘法器 模擬乘法器可實現(xiàn)輸出電壓

4、為兩個輸入電壓的線性積，典型應用包括：乘、除、平方、均方、倍頻、調(diào)幅、檢波、混頻、 相位檢測等。 21iioukuu 第6章6 現(xiàn)將常用的Motorola公司MC1496/1596(國內(nèi)同類型號是XFC-1596), MC1495/1595(國內(nèi)同類型號是BG314)和MC1494/1594單片模擬乘法器的參數(shù)指標簡介如下。 MC14系列與MC15系列的主要區(qū)別在于工作溫度, 前者為070, 后者為-55125。 其余指標大部分相同, 個別后者稍好一些。表6.3.1給出了MC15系列三種型號模擬乘法器的參數(shù)典型值。 第6章7第6章8 實現(xiàn)檢波實現(xiàn)倍頻調(diào)幅的和頻與差頻中含有說明則其輸出其中為設乘

5、法器輸入信號分別cctuttUkUttUkUtutkututUtutUtu2121210212121212121021222111321:coscos2coscos:cos,cos:第6章9zceIi1:06同理yTyTbeTbeTuUccuUccuUescuUesceiieiieIieIi165156151656zUuccccccccccceIeIiiIiiIiiiiiiiTy111005606505656555TyzzzzzzccUuzzthIIeeeeIeeii:)2(1111002222056其中（1） Ry=02 MC1596 芯片工作 原理第6章10 xyTcTxTyccBAccc

6、BATxccccccccccBAccBccABAccBcAuuURIUuthUuthRItuIzthzthRiiRtuIzthzthzthiiiiUuzzthiiizthiiiiiiiiiiiiiiiiiRRiRitu200000065643521432142310122222:22:其中又第6章11 受限制動態(tài)范圍xyTxcyyTxcyycccBAcyyyeyccycccceyccRRcRcyRcceceyRceyuuUuRRuUuRRuzthRiiiiRtuRuRruiiRiiiirtuiiiiIiiIiRiiirirRiirtu,22222221212256056565656050656

7、56 02yR第6章12 說明: (1) MC1596是以雙差分電路為基礎, 在Y輸入通道加入了反饋電阻, 故Y通道輸入電壓動態(tài)范圍較大, X通道輸入電壓動態(tài)范圍很小。 (2) MC1596工作頻率高，常用作調(diào)制、 解調(diào)和混頻, 通常X通道作為載波或本振的輸入端, 而調(diào)制信號或已調(diào)波信號從Y通道輸入。當X通道輸入是小信號(小于26 mV)時, 輸出信號是X、 Y通道輸入信號的線性乘積。 (3) 當X通道輸入是頻率為c的單頻很大信號時(大于260 mV)，根據(jù)雙差分模擬乘法器原理(可參看例5.4)，輸出信號應是Y通道輸入信號和雙向開關函數(shù)K2(ct)的乘積。兩種情況均可實現(xiàn)調(diào)幅。第6章136.3

8、 振幅調(diào)制與解調(diào)原理振幅調(diào)制與解調(diào)原理 6.3.1 普通調(diào)幅方式普通調(diào)幅方式 1 普通調(diào)幅信號的表達式普通調(diào)幅信號的表達式 、波形、頻譜、和帶寬、波形、頻譜、和帶寬 設載波為 uc(t)=Ucmcosct ，調(diào)制信號為單頻信號， 即：u(t)=Umcost， 則普通調(diào)幅信號為：uAM(t)= (Ucm+kUm cos t)cosct =Ucm(1+Macost)cosct其中調(diào)幅指數(shù) ： , 0Ma1, k為比例系數(shù)。CmmaUUkM ttUMtUtucccmaccmAMcoscos2cos第6章14 u(t)、u c(t)、uAM(t)的波形如圖所示。 （1）、普通調(diào)幅信號的振幅由直流分量U

9、cm和交流分量kUm cost迭加而成, 其中交流分量與調(diào)制信號成正比, 。 （2）、調(diào)幅指數(shù)Ma可寫成：cmcmcmcmcmmaUUUUUUUUUUUUMminmaxminmaxminmax第6章15 由波形圖可知，當Ma1時, 普通調(diào)幅波的包絡變化與調(diào)制信號不再相同, 產(chǎn)生了失真, 稱為過調(diào)制, 故普通調(diào)幅要求Ma必須不大于1。 （3）、uAM(t)的頻譜包括了三個頻率分量：c(載波)、 c+(上邊頻)和c-(下邊頻)。 （4）、原調(diào)制信號的頻帶寬度是, 而普通調(diào)幅信號的頻帶寬度是2, 是原調(diào)制信號的兩倍。第6章16 （5）、由 如單頻調(diào)幅信號加在負載R上, 則載頻分量產(chǎn)生的平均功率為:

10、RUPcmc221cacmaSBPMUMRP2241)2(21cnSBcSVPMPPP)211 (22 ttUMtUtucccmaccmAMcoscos2cos調(diào)幅信號總平均功率為:單個邊頻分量產(chǎn)生的平均功率: 說明： （1）、調(diào)幅波輸出功率隨Ma的增大而增大，其增加部份為兩個邊帶產(chǎn)生的功率。 （2）、 載頻本身并不包含信號，但它功率卻占整個調(diào)幅波功率絕大部份。攜帶信息的邊頻功率最多只占總功率的三分之一(因為Ma1)。 在實際系統(tǒng)中, 平均調(diào)幅指數(shù)很小, 所以邊頻功率占的比例更小, 功率利用率更低。 第6章17 （3）、要提高功率利用率, 可以只發(fā)送兩個邊頻分量而不發(fā)送載頻分量,此稱為雙邊帶調(diào)

11、幅； 或者，只發(fā)送其中一個邊頻分量, 此稱為單邊帶調(diào)幅。第6章18 u(t)為非單頻信號時 ，設頻率范圍是minmax，載頻仍為c,則普通調(diào)幅信號為調(diào)制信號中所有頻率分量分別與載頻調(diào)制后的迭加, 而各對上、下邊頻的迭加組成了上、 下邊帶, 其波形和頻譜如圖所示。 UAM(t) 包絡仍然反映了調(diào)制信號的變化；上下邊帶呈對稱狀分別置于載頻的兩旁, 且都是調(diào)制信號頻譜的線性搬移；上、 下邊帶的寬度與調(diào)制信號頻譜寬度分別相同； 總頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍, 即:BW=2max。第6章192、 普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生 cmcccmmcmAMUkktutuktUtUUktu11:,)(

12、)(1 cos)cos1 ()(其中ttkUUtucmcmAMcos)cos()( 結論： 將調(diào)制信號與直流相加后, 再與載波信號相乘, 即可實現(xiàn)普通調(diào)幅。圖示為其原理方框圖。 按乘法器輸出電平高低可分為低電平調(diào)幅和高電平調(diào)幅。第6章20 普通調(diào)幅信號的解調(diào)方法有兩種, 即包絡檢波和同步檢波 (1) 包絡檢波。 原理：普通調(diào)幅信號的包絡反映了調(diào)制信號波形變化，利用此特點，將包絡提取出來，就能恢復原來的調(diào)制信號。其原理圖如圖示。 3、解調(diào)方法、解調(diào)方法設輸入普通調(diào)幅信號uAM(t)為： ttMUtucacmAMcos)cos1 (第6章21 其中：K1（ct）為單向開關函數(shù)，即非線性器件工作在開

13、關狀；g：是非線性器件伏安特性曲線斜率 ) 12cos() 12(2) 1(21.cos)cos1 (.:1110tnnttMgUtKtguticnncacmcAM則22cos1)cos1 (2cos)cos1 (21cos.cos)cos1 (2.cos)cos1 (21ttMgUttMgUtttMgUttMgUcacmcacmccacmcacm io（t）中含有直流、 、 c、 c以及其它許多組合頻率分量, 其中的低頻分量是:)cos1 (1tMgUscm第6章22用低通濾波器取出io中這一低頻分量，濾除c-及其以上的高頻分量，同時用隔直流電容濾除直流分量，就可恢復與原調(diào)制信號u(t)成正

14、比的單頻信號。 第6章23 (2) 同步檢波。 原理:用一個與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)同步檢波的信號(同步信號)乘普通調(diào)幅信號uAM(t),然后用低通濾波器取出原調(diào)制信號。 其原理如圖示： 設輸入普通調(diào)幅信號uAM(t)與上述相同, 乘法器另一輸入同步信號為: ur(t)=Urmcosct 則乘法器輸出為:第6章24ttMUUkttMUUktutuktucarmcmcarmcmrAM2cos1)cos1 (2cos)cos1 ()()()(222202)2cos(2)2cos(2coscos1 22tMtMttMUUkcacacarmcm 結論： (1)、乘法器輸出中含有直流、 、

15、2c、 2c幾個頻率分量。用低通濾波器取出直流和分量, 再去掉直流分量, 就可恢復原調(diào)制信號。 （2）、如果同步信號與發(fā)射端載波同頻不同相, 有一恒定相位差 （90）, 即ur=Urmcos(ct+),則乘法器輸出中的分量為： k2UcmUrmMacoscost， 可見解調(diào)出來的分量仍與原調(diào)制信號成正比。（其中：k2是乘法器增益。）21第6章25 （3）、如果是隨時間變化的,即ur=Urmcosct+(t),則乘法器輸出中的分量為： k2UcmUrmMacos(t)cost。由于同步信號與發(fā)射端載波之間的相位差是變量, 則解調(diào)出來的分量不是原調(diào)制信號。 21第6章26 6.3.2 雙邊帶調(diào)幅方

16、式雙邊帶調(diào)幅方式 1、 雙邊帶調(diào)幅表達式、波形、頻譜、帶寬雙邊帶調(diào)幅表達式、波形、頻譜、帶寬 設載波為uc(t)=Ucmcosct，單頻調(diào)制信號為u(t)=Um cost (c)， 則雙邊帶調(diào)幅信號為:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct ttUkUcccmmcoscos2 其中：k為比例系數(shù)。 可見雙邊帶調(diào)幅信號中僅包含兩個邊頻, 無載頻分量, 其頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍。 uDSB(t)、 u(t)、 u c(t)波形如圖示 第6章27 （3）、在調(diào)制信號負半周, cost為負值, uDSB(t)與uc(t)反相。故 在正負半周交界處, uDSB(t

17、)有180相位突變。 結論： （1）、雙邊帶調(diào)幅信號不僅其包絡已不再反映調(diào)制信號波形的變化， 而且在調(diào)制信號波形過零點處的高頻相位有180的突變。 （2）、在調(diào)制信號正半周, cost為正值，雙邊帶調(diào)幅信號uDSB(t)與載波信號uc(t)同相；第6章28 2 雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法 雙邊帶調(diào)幅信號的解調(diào)法，最直接的就是將調(diào)制信號與載波信號相乘（同步檢波法）。 設雙邊帶調(diào)幅信號為： uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct 設同步信號為： ur(t)=Urmcosct, 則乘法器輸出為: uo(t)=k2uDSB(t)ur(t

18、)=k2kUrmUm Ucmcostcos2ct)2cos(21)2cos(21cos222cos1cos22tttUUkUkttUUkUkcccmmrmccmmrm其中：k2是乘法器增益第6章29 結論： （1）、用低通濾波器取出低頻分量, 即可實現(xiàn)解調(diào)。 （2）、對于式 表示的雙邊帶信號取平方, 則可得到頻率為2c的分量, 然后經(jīng)二分頻可得到c分量。此為從雙邊帶調(diào)幅信號中提取同步信號的一種方法。 （3）、同步檢波法是進行雙邊帶調(diào)幅信號解調(diào)的主要方法。與普通調(diào)幅信號同步檢波不同之處在于乘法器輸出頻率分量有所減少。 ttUkUcccmmcoscos2第6章30 6.3.3 單邊帶調(diào)幅方式單邊帶

19、調(diào)幅方式 單邊帶調(diào)幅方式：只發(fā)送上、下邊帶中的一個。即是一個角頻率為c的單頻正弦波信號，但其包絡已不能反映調(diào)制信號的變化。其帶寬與調(diào)制信號帶寬相同, 是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半。如上所述，單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號為： tUkUtuccmmssBcos2 1、單邊帶通信特點： （1）、帶寬是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半； （2）、由于單邊帶只傳輸信息的一個邊帶功率，故在接收端同樣的信燥比條件下，則其輸出端信噪比得到提高； （3）、由于不含載波，因而不會產(chǎn)生由于載波衰弱造成波形的選擇性衰弱失真。第6章31 1、 濾波法濾波法 在巳產(chǎn)生抑止載波的雙邊帶調(diào)幅信號基礎上, 利用帶通濾波器取

20、出其中一個邊帶信號，稱為濾波法。其原理如圖示。 （4）、接收端接收時信號時需恢復載波，且對頻率穩(wěn)定度要求高。故其設備復雜、技術要高。 單邊帶調(diào)幅信號的方法主要有濾波法、 相移法以及兩者相結合的相移濾波法。 特點： （1）、載波頻率不能太高，但也不能太低，要將調(diào)制信號調(diào)制到工作載頻上，需進行多次調(diào)幅和濾波（這里不能用倍頻法提高載頻），故設備復雜。第6章32 （2）、對濾波器要求高。 對于頻譜范圍為minmax的一般調(diào)制信號, 如min很小或載頻太高, 則上、下兩個邊帶相隔很近, 用濾波器完全取出一個邊帶而濾除另一個邊帶是很困難的。故濾波法的缺點在于濾波器的設計困難。 2、 相移法相移法 在巳產(chǎn)生

21、抑止載波的雙邊帶調(diào)幅信號基礎上，利用移相的方法，消去不需要的邊帶。此方法是基于單邊帶調(diào)幅信號的時域表達式。 )sinsincos(cos2ttttUkUcccmm tUkUtuccmmssBcos2 由上式，可以用兩個90相移器分別將調(diào)制信號和載波信號相移90，然后進行相乘和相減，就能實現(xiàn)單邊帶調(diào)幅。第6章33 工作原理框圖如圖所示。 由于對于一個包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號進行90相移，很難做到對每個頻率分量都準確相移90，故相移法中寬帶90相移器的設計是一個難題。 第6章34 3、 相移濾波法相移濾波法 基于前兩種方法的優(yōu)點，使900相移網(wǎng)絡工作于固定頻率，克服相移法中寬帶90相移器的設

22、計難的缺點，其工作原理圖如圖示。 設調(diào)制信號為單頻，各信號振幅均為1，其實現(xiàn)方法為： 1、將調(diào)制信號u(t)與兩個相位差為90的低載頻信號u1、 u1分別相乘, 產(chǎn)生兩個雙邊帶信號u3、u4； 2、分別用濾波器取出u3、 u4中的下邊帶信號u5和u6， 因為1是低頻, 所以用低通濾波器也可以取出下邊帶u5和u6， 由于1US晶體管工作狀態(tài)由UL決定可視為線性時變工作狀態(tài)。第6章81 ggUgIUUAgUIgtUgintUnggtIinggtgutgtIutUftufiutUutUfufiutUuuUucSISIucSIccLSIcSnLncnLnssBBBBcsBBsBBBEcsBBsLBBB

23、E:21cos21:1coscoscos,111001000混頻器電壓增益混頻跨導令時當二次及以上項并忽略數(shù)點附近展開成付里葉級在第6章82 說明： （1）給混頻電路提供的本振信號可以由單獨的振蕩電路產(chǎn)生，也可以由混頻晶體管本身產(chǎn)生。 （2）晶體管混頻器電路具有變頻增益 （3）動態(tài)范圍小 （4）組合頻率干擾嚴重，噪聲大。第6章83tdttUatUaagLLBBBB)cos()(4)(21342211)(4)(3)(2|)(342321)(tUatUatUaaduditgBBBBUuBEcBBtBBBE 例例 : 在圖所示晶體管混頻電路中，已知本振電壓uL=ULmcosLt,且uLus,晶體管轉(zhuǎn)

24、移特性為： iC=a0+a1uBE+a2u2BE+a3u3BE+a4u4BE 輸出回路諧振電阻是R，求混頻跨導gc和混頻電壓增益Auc。 解解：第6章84 將UBB(t)=UBB0+ULmcos Lt代入得到： g1=(2a2+6a3VBB0+12a4V2BB0+3a4U2Lm)ULm 由此可求得:RUuaUaUaaRgggAUuaUaUaaggLmLmBBccuLmLmBBcBBBB)2363()2363(21242402202424022100第6章85 2 二極管混頻電路二極管混頻電路 （）電路組成二極管平衡混頻電路原理圖如圖所示。 （）電路分析由圖可見，若忽略輸出電壓uI的反饋作用，則

25、加在兩個二極管上的電壓分別是： u1=uL+us+iRL u2=uL-us-iRL 由于us uL很大，二極管工作D1，D2在uL正半周導通，在負半周截止，故其伏安特性可用折線表示，其輸出電流為：第6章86 i1=gDK1(Lt)(uL+us+iRL) i2=gDk1(Lt)(uL-us-iRL) 輸出回路電流： i=i1-i2=gDK1(Lt)(-2us-2iRL)=-2gDK1(Lt)(us+iRL )tRRuitttKtUuRRutKRgutKRgutKgicLLDsILLLcSsLDsLLDsLLDsLDcos22.3cos32cos221cos:2221221211而第6章87 說明

26、： （）平衡混頻電路比晶體管混頻電路無用頻率分量少，特別是不含及其諧波，只含， | （n-1）L|頻率分量。 （）由于輸入端不含有及其諧波，故本地振蕩器無反向輻射。第6章88 3 環(huán)型混頻器環(huán)型混頻器 （1）電路組成：雙平衡(環(huán)形)混頻電路如圖6.5.6所示，該電路可看成由兩個二極管平衡混頻電路組成。 （2）電路分析：由于電路可等效成兩個二極管平衡混頻電路，在uL正半周， 二極管V1、V2導通，對應的開關函數(shù)為K1(Lt)； 在uL負半周，二極管V3、V4導通，對應的開關函數(shù)為K1(Lt-)。 由圖可求得輸出回路電流第6章894 tRRUitttKtKRRuitKtKRRuiiiiitKRRu

27、iitKRRuiicLLDsILLLLLDsLLLDsLLDsLLDscos24.3cos34cos422222222:22113412134112由平衡電路分析第6章90 說明： （1） 平衡混頻電路與環(huán)形混頻電路輸出的無用組合頻率分量均比晶體管混頻電路少，特別是不含L及其諧波，而環(huán)形電路比平衡電路還要少一個c分量， 且增益加倍。 （2）二極管平衡與環(huán)形電路也可廣泛用于調(diào)幅、 檢波等其它方面, 但主要仍用于混頻, 這是因為其增益小于1, 但工作頻率很高的特點。第6章91 3 模擬乘法器組成的混頻電路模擬乘法器組成的混頻電路 圖6.5.7是由MC1596組成的混頻電路。本振和已調(diào)波信號分別從X

28、、Y通道輸入, 中頻信號(9MHz)由腳單端輸出后的型帶通濾波器中取出。調(diào)節(jié)50k電位器, 使、腳直流電位差為零。第6章926.7 倍頻倍頻 6.7.1 倍頻原理及用途倍頻原理及用途 倍頻電路輸出信號的頻率是輸入信號頻率的整數(shù)倍， 即倍頻電路可以成倍數(shù)地把信號頻譜搬移到更高的頻段。倍頻電路是一種線性頻率變換電路。 實現(xiàn)倍頻的原理： （1）利用晶體管等非線性器件產(chǎn)生輸入信號頻率的各次諧波分量, 然后用調(diào)諧于n次諧波的帶通濾波器取出n倍頻信號。 （2）將輸入信號同時輸入模擬乘法器的兩個輸入端進行自身線性相乘, 則乘法器輸出交流分量就是輸入的二倍頻信號。第6章93 若輸入是單頻信號，則輸出： uo=

29、ku1u1=kUmcosctUmcosct= (1+cos 2ct)。 （3） 利用鎖相倍頻方式進行倍頻 倍頻電路在通信系統(tǒng)及其它電子系統(tǒng)里均有廣泛的應用，其主要應用： 對振蕩器輸出進行倍頻, 得到更高的所需振蕩頻率。 一是可以降低主振的振蕩頻率, 有利于提高頻率穩(wěn)定度； 二是大大提高晶振的實際輸出頻率，因為晶體受條件的限制不可能做到很高頻率。22mkU第6章94 在調(diào)頻發(fā)射系統(tǒng)里使用倍頻電路和混頻電路可以擴展調(diào)頻信號的最大線性頻偏； 采用幾個不同的倍頻電路對同一個振蕩器輸出進行倍頻，可以得到幾個不同頻率的輸出信號。 在頻率合成器里，倍頻電路被廣泛應用。第6章95 6.7.2 晶體管倍頻器晶體

30、管倍頻器 晶體管倍頻器的電路結構與晶體管丙類諧振功率放大器基本相同， 區(qū)別在于后者諧振回路的中心頻率與輸入信號中心頻率相同，而前者諧振回路的中心頻率調(diào)諧為輸入信號頻率或中心頻率的n倍, n為正整數(shù)。 晶體管倍頻器有以下幾個特點： 1) 倍頻數(shù)n一般不超過34，且應根據(jù)倍頻數(shù)選擇最佳的導通角。 若集電極最大瞬時電流ICm確定，則集電極電流中第n次諧波分量Icmn與尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)n()成正比， 即：第6章96 Icmn=n()ICm 由圖3.2.4可以看出, 一、 二、 三次諧波分解系數(shù)的最大值逐個減小, 經(jīng)計算可得最大值及對應的導通角為： 1(120)=0.536, 2(60)=0.27

31、6, 3(40)=0.185 可見， 二倍頻、 三倍頻時的最佳導通角分別是60和40， 而且在相同ICm情況下，所獲得的最大電流振幅分別是基波最大電流振幅的一半和三分之一。 所以，在相同情況下，倍頻次數(shù)越高, 獲得的輸出電壓或功率越小。一般倍頻次數(shù)不應超過34, 如需要更高次倍頻, 可以采用多個倍頻器級聯(lián)的方式。第6章97 2) 必須采取良好的輸出濾波措施。 晶體管丙類工作時, 輸出集電極電流中基波分量的振幅最大, 諧波次數(shù)越高, 對應的振幅越小。因此, n倍頻器要濾除低于n的各次諧波分量比較困難?？梢圆扇∫韵聝蓚€方法: 提高輸出回路的有載品質(zhì)因數(shù)Qe。一般應滿足Qe10n。 采用選擇性好的帶

32、通濾波器, 如多個LC串并聯(lián)諧振回路組成的型濾波網(wǎng)絡, 如圖6.6.1所示。圖示網(wǎng)絡調(diào)諧在輸入信號基頻f0的三倍頻上, 對基波和二、四次諧波呈現(xiàn)帶阻性質(zhì), 故選擇性非常好。第6章98第6章996.8 調(diào)角信號基本性質(zhì)調(diào)角信號基本性質(zhì) 6.8.0 概述概述 頻率調(diào)制：載波的瞬時頻率受調(diào)制信號的控制，作周期性變化，其變化大小與調(diào)制信號的強度成線性關系，周期由調(diào)制信號的頻率決定，但巳調(diào)波的振幅保持不變。 相位調(diào)制：其定義只需將頻率調(diào)制定義中的頻率二字變更成相位即可。 角度調(diào)制：因為相位是頻率的積分,故頻率的變化必將引起相位的變化, 反之亦然，由此可知，二種調(diào)制都會使載波相角發(fā)生變化，故將二者統(tǒng)稱為角

33、度調(diào)制。 特點： （1）、角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換。第6章100 （2）、抗干擾性好。 （3）、占用的頻帶寬。 （4）、在模擬通信方面, 調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越, 故實際運用中常采用調(diào)頻制。第6章101 6.8.1 瞬時相位和瞬時頻率的概念瞬時相位和瞬時頻率的概念 1. 調(diào)頻信號 設高頻載波為 uc=Ucmcosct, 調(diào)制信號為 u(t), 則： ttUduktUuduktdtukdtttuktccmtfccmFMtfctftcfccoscos:)(:0000瞬時相位調(diào)頻信號瞬時角頻率第6章102 mmfffccmmfccmFmmfmtffUkMtMtUtUktUutUtutukdu

34、ktM:sincossincos:cos:max:,max0此時則如最大頻偏即最大相偏調(diào)頻指數(shù)第6章103 2 調(diào)相信號調(diào)相信號 設高頻載波為 uc=Ucmcos ct, 調(diào)制信號為 u(t), 則調(diào)相信號的瞬時相位 PmpmppmmppppccmmpccmPMmpccmPMpcpcMUktUkdttdukUktukMtMtUtUktUtutUtutuktUtudttdukdttdttukttmaxmaxmaxsin)(:coscoscoscos)(:cos:cos)()()()(:此時則如則由定義第6章104 3 、調(diào)頻信號與調(diào)相信號時域特性的說明、調(diào)頻信號與調(diào)相信號時域特性的說明 (1)、

35、 uFM、 uPM二者都是等幅信號。 (2) 、uFM、 uPM的頻率和相位都隨調(diào)制信號而變化，均產(chǎn)生頻偏與相偏。調(diào)頻時，u(t)=Um ，uFM(t)波形最密；調(diào)相時， u(t)變化率最大，uFM(t)波形最密。 （3）、調(diào)頻信號最大相偏，即：Mf=Kf U m/，與調(diào)制信號頻率有關，而最大頻偏與其無關；調(diào)相信號最大相偏Mp與調(diào)制信號頻率無關，而最大頻偏與其有關。 （4）、對于uFM(t)，m c ，由于c很大， m 可很大。 （5）、對于uPM（t），由于相位以2為周期,故MP，調(diào)制范圍很小。第6章105調(diào)頻波與調(diào)相波的比較表 第6章106 圖示為調(diào)制信號分別為單頻正弦波和三角波時的調(diào)頻信

36、號和調(diào)相信號的有關波形。 第6章107 6.8.2 調(diào)角信號的頻譜調(diào)角信號的頻譜 在單頻調(diào)制時，調(diào)頻信號與調(diào)相信號的時域表達式是相似的，僅瞬時相偏分別隨正弦函數(shù)或余弦函數(shù)變化，無本質(zhì)區(qū)別， 故可寫成統(tǒng)一的調(diào)角信號表達式： u(t)=Ucmcos(ct+Msint) =Ucmcos(Msint)cosct-sin(Msint)sinct 利用貝塞爾函數(shù)理論中的兩個公式: cos(Msint)=J0(M)+2J2(M)cos2t+2J4(M)cos4t+ sin(Msint)=2J1(M)sint+2J3(M)sin3t+2J5(M)sin5t+其中：Jn(M)是宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)。第

37、6章108 將上式代入u(t) 可得： u(t)=UcmJ0(M)cosct-2J1(M)sintsinct+2J2(M)cos2t cosct-2J3(M)sin3tsinct+2J4(M)cos4tcosct-2J5(M) sin5tsinct+ =UcmJ0(M)cosct+J1(M)cos(c+)t-cos(c-)t+J2(M)cos(c+2)t+cos(c-2)t+J3(M)cos(c+3)t-cos(c-3)t+J4(M)cos(c+4)t+cos(c-4)t+J5(M)cos(c+5)t-cos(c-5)t第6章109 圖示為宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)曲線, 而表中2給出了M

38、為幾個離散值時的貝塞爾函數(shù)。 第6章110 說明： （1）調(diào)角信號由載頻和無窮多組上、下邊頻組成，且上下邊頻在振幅上對稱。這些頻率分量滿足cn，振幅為Jn(M)Ucm，（n=0, 1, 2, ）。Ucm是調(diào)角信號振幅。 當n為偶數(shù)時，兩邊頻分量振幅、相位相同； 當n為奇數(shù)時， 兩邊頻分量振幅相同，相位相反。 （2）當M確定后, 各邊頻分量振幅值不是隨n單調(diào)變化, 因為各階貝塞爾函數(shù)隨M增大變化的規(guī)律均是衰減振蕩, 而各邊頻分量振幅值與對應階貝塞爾函數(shù)成正比。 (3) 隨著M值的增大, 具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目增加, 載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢, 在個別地方(如M=2.405, 5.520時)

39、, 載頻分量為零。第6章111 (4) 、若調(diào)角信號振幅不變, M值變化, 則總功率不變, 但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。 （5）、對于由眾多頻率分量組成的一般調(diào)制信號來說, 調(diào)角信號的總頻譜并非僅僅是調(diào)制信號中每個頻率分量單獨調(diào)制時所得頻譜的組合, 若調(diào)制信號由角頻率為1, 2的兩個單頻正弦波組成, 則對應調(diào)角信號的頻率分量不但有cn1和cn2, 還會出現(xiàn)cn1p2, n、p=0, 1, 2, 。由此說明角度調(diào)調(diào)制是一種非線性頻率變換過程。 第6章112 6.8.3 調(diào)角信號的帶寬調(diào)角信號的帶寬 由上分析知，調(diào)角信號的頻帶從理論上說是無限寬, 但具有較大振幅的頻率分量集中在載頻附近,

40、且上下邊頻在振幅上是對稱的。 當M Mp Ma調(diào)幅制的Ma1，故調(diào)幅制抗干擾性最差。調(diào)頻制抗干擾性最好，這是用增加帶寬的代價來換取的。 （2）在系統(tǒng)帶寬相同時，采用調(diào)頻制時帶寬由最大頻偏決定，而最大頻偏與調(diào)制頻率無關，故每個調(diào)制頻率分量都可以充分利用帶寬，獲得最大頻偏。對較低調(diào)制頻率分量還可以獲得更高的調(diào)頻指數(shù)，故具有更好的抗干擾性。 采用調(diào)相制時，帶寬由最高調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏來決定。其余調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏均越來越小(fm=MpF)，故不能充分利用系統(tǒng)帶寬。另外，所有調(diào)制頻率分量的Mp都相同 且不高，故抗干擾性不大好。第6章1296.9 調(diào)調(diào) 頻電路頻電路 6.9.1調(diào)頻電路的

41、主要性能指標調(diào)頻電路的主要性能指標 1、調(diào)頻線性特性、調(diào)頻線性特性 調(diào)頻電路輸出信號的瞬時頻偏與調(diào)制電壓的關系稱為調(diào)頻特性。顯然, 理想調(diào)頻特性應該是線性的, 所以對實際電路可能產(chǎn)生一些非線性失真, 應盡量設法使其減小。 2、調(diào)頻靈敏度、調(diào)頻靈敏度 單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱為調(diào)頻靈敏度Sf, 即Sf= 。 在線性調(diào)頻范圍內(nèi), Sf相當于kf。 3、最大線性調(diào)制頻偏、最大線性調(diào)制頻偏(簡稱最大線性頻偏簡稱最大線性頻偏) 調(diào)頻特性中線性部分所能夠?qū)崿F(xiàn)的最大頻偏稱為最大線性頻偏。 dud第6章130 由公式Mf= , BW=2(Mf+1)F=2(fm+F)可知, 最大頻偏與調(diào)頻指數(shù)和帶寬都有密

42、切關系。不同的調(diào)頻系統(tǒng)要求不同的最大頻偏，所以調(diào)頻電路能達到的最大線性頻偏應滿足要求。如調(diào)頻廣播系統(tǒng)的要求是75kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)的要求是50 kHz。 4、載頻穩(wěn)定度、載頻穩(wěn)定度 載頻偏離中心頻率頻率的程度；調(diào)頻電路的載頻穩(wěn)定性是接收電路能夠正常接收而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。不同調(diào)頻系統(tǒng)對載頻穩(wěn)定度的要求是不同的, 如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過2kHz，調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過500Hz。 Ffm第6章131 6.9.2 直接調(diào)頻電路直接調(diào)頻電路 一、一、變?nèi)荻O管調(diào)頻電路變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 1、電路組成、電路組成：振蕩電路中并聯(lián)諧振電路如圖所示，它由變?nèi)?/p>

43、二極管和電感L組成。 從圖中可知，該電路為頻率受調(diào)制信號控制振蕩電路，也即直接調(diào)頻電路。在其中加入晶振可提高中心頻率穩(wěn)定度，但它會使最大線性頻偏減小。若采用倍頻和混頻措施可以擴展晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的最大線性頻偏。 實際使用中采用鎖相調(diào)頻電路則中心頻率穩(wěn)定度可以做得很高。 第6章132 2 電路分析：電路分析： 設振蕩回路中等效電感為L，變?nèi)荻O管的等效電容為Cj，則： rcrcncnjQjmnjQjxtmtmtmCLLCttUutmCc1cos1cos1)cos1 (11cos:)cos1 (2其中 .tcosm)2r)(1r ( r61tcosm) 1r ( r21trmcos1.x)2

44、r)(1r ( r! 31x) 1r ( r! 21rx1t:0 x3322c32c處將其展開成泰勒級數(shù)在第6章133 2:U2n.Uu2nm) 12n(2n41S:m) 1r ( r41:tcos2tcos)22n)(12n(2nm812tcosm)2r)(1r ( r8rm81:.tcos2m) 1r ( r41tcosm)2r)(1r ( r8rm81m) 1r ( r411tcos341tcos43tcostcos2121tcosmBB2fc2c3c2222c32nmUUduddutdmnmnttcQccQccccc最大相對線性角頻偏調(diào)頻靈靈敏度的二次方及以上分量非線性頻偏載波附加頻偏

45、線性頻偏QBUUutmcos:其中第6章134非線性失真對回路影響接入如變?nèi)荻O管采取部分受限制非線性失真非線性頻偏穩(wěn)定度一定時結論mcmcccmmmUmmn2,1:3 擴展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法擴展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法mccmcnma如直接提高2第6章135 沒變相對線性角頻偏最大倍比倍頻前最大線性角頻偏倍頻后直接調(diào)頻后倍頻cmcmcmmmmcmcnnnntnntttb:cos:cos: 沒變倍混頻并取差頻將其與混頻 mmcccmcmcccccmcnntntnnntntntnntccoscos1:1cos第6章136 結論: 由調(diào)頻、倍頻、混頻三者結合可使uFM信號中C不變

46、， m提高n倍。第6章137第6章138第6章139 二、晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路二、晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路里，常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式，晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 晶振的頻率控制范圍很窄，僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間，故晶振調(diào)頻電路的最大相對頻偏只能達到0.01%左右，最大線性頻偏fm也就很小。 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高，可達10-5左右，因而在調(diào)頻通信發(fā)送設備中得到了廣泛應用。 為了增大最大線性頻偏, 即擴展晶振的頻率控制范圍，可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法, 第6章140 6.9

47、.3 間接調(diào)頻電路間接調(diào)頻電路 1. 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡（調(diào)相）變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡（調(diào)相） （1）電路組成：電路原理框圖如圖7.3.4所示，圖(a)給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡的實用電路，圖(b)是其高頻等效電路。 對于高頻載波來說， 三個0.001F的小電容短路； 對于低頻調(diào)制信號來說， 三個0.001 F的小電容開路， 4.7F電容短路。 第6章141 所示波形如圖三種情況為變?nèi)荻O管移相網(wǎng)絡改變控制由態(tài)諧振回路工作于失諧狀諧振回路中心頻率變化較大不大產(chǎn)生工作于失諧狀態(tài)諧振回路相移為輸出3 . 5 . 7:00cos:;,cos0;000000000mjccmcmcccccZZcuuuttcZ

48、ttubtuua tmnttmntmLCtcnjcos2cos21cos1100020第6章142 則實現(xiàn)了間接調(diào)頻輸出經(jīng)積分電路后極管控制電壓為如加到諧振回路變?nèi)荻刹捎枚嚯A相移網(wǎng)絡如需增大調(diào)相范圍很小由于結論實現(xiàn)調(diào)相輸出上式中組成并聯(lián)諧振回路對于由,2,661:coscos:6:coscos22arctan1arctan:00tu。MMttMtUtuttMtnmQtQtQgLCtLCPPpcPMPeeejj第6章143 ePmQBQBimtfCtpCipCFMimmtinmQMRCUUUUUUmduKtUduRCKtUtuKtUtutUtRCUduRCtutumin00minminmin0

49、1:cos1coscos:sinsin1:此時實現(xiàn)間接調(diào)頻調(diào)相后經(jīng)積分后第6章144第6章145 2 擴展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法擴展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法 由變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡的分析知，調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變?nèi)莨軈?shù)的限制，而調(diào)相信號的最大頻偏fm又與Mp成正比， 故fm也受到限制。 因此，間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響，也受到限制。 這與直接調(diào)頻電路最大相對線性頻偏受限制不一樣。 為了擴展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏, 同樣可以采用倍頻和混頻的方法。下面用一個例題來具體說明。第6章146第6章147 例：例： 已知調(diào)制信號頻率范圍為40Hz15 kHz,

50、載頻為90 MHz，若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75kHz的調(diào)頻信號, 其中調(diào)相電路Mp=0.5 ， 如何實現(xiàn)? 解解： (1) 若單獨進行調(diào)相, 則Mp=0.5的調(diào)相電路對于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的， 分別為：6fmmin=MpFmin=0.540=20 Hzfmmax=MpFmax=0.515103=75kHz第6章148 (2) 現(xiàn)采用包括調(diào)相電路在內(nèi)的間接調(diào)頻電路, 則產(chǎn)生調(diào)頻信號的最大相偏Mf就應該是內(nèi)部調(diào)相電路實際最大相偏Mp， 此時實際最大相偏Mp與調(diào)制頻率成反比 設輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號為: u1=Um1cost Pmmf

51、fMFfUKM 經(jīng)增益為1的積分電路輸出后為: u2即為輸入調(diào)相電路的信號， 故：1112mPmPPmmPmPPUKUKMUKUKMtUumsin12第6章149 可見，由于相同振幅的各調(diào)制分量經(jīng)過積分電路后，振幅減小且減幅程度與頻率成反比，故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路里所獲得的實際最大相偏Mp不一樣， 最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的Mp最大。因為只有Fmin分量才能獲得0.5這一實際最大相偏，故可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏:fm=MpFmin=0.540=20 Hz (3) 因為間接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20Hz的調(diào)頻信號， 與要求75 kHz相差甚遠， 故可以在較低載頻

52、fc1上進行調(diào)頻, 然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。 由于相對頻偏 ： 故：fc1=201200=24 kHz。由于24 kHz作為載頻太低, 所以可采用倍頻和混頻相結合的方法。 方案如圖例7.2所示。120011090107563cffm第6章150 首先用間接調(diào)頻電路在120kHz載頻上產(chǎn)生fm1=18.3Hz(Mp=0.46)的調(diào)頻信號, 然后經(jīng)過四級四倍頻電路, 可得到載頻為30.72 MHz, fm2=4.685kHz的調(diào)頻信號, 再和fL=36.345MHz的本振進行混頻, 得到載頻為5.625MHz, 最大頻偏仍為4.685kHz的調(diào)頻信號, 最后經(jīng)過兩級四倍頻電路, 就能

53、得到載頻為90MHz, fm=75kHz的調(diào)頻信號了。第6章151 解解：由圖可知, 積分電路輸出信號(即變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓)為: 根據(jù)例7.2中分析可知, 只有最小調(diào)制頻率分量才能獲得最大的調(diào)相指數(shù)。在本題里,只有300Hz分量才能獲得 的最大相移,所以在此以300Hz單頻調(diào)制表達式u(t)=Um cosmint 進行分析, 有： tidttuRCtu0)(1tUtRCUtuimmiminminminsinsin)(minRCUUmim 例：例：在上圖所示三級單回路變?nèi)莨荛g接調(diào)頻電路中, 已知變?nèi)莨軈?shù)n=3, UB=0.6 , 回路有載品質(zhì)因數(shù)Qe=20, 調(diào)制信號u(t)頻率范圍為300

54、Hz4000Hz, 若每級回路所產(chǎn)生的相移不超過 , 試求調(diào)制信號最大振幅Um和此電路產(chǎn)生的最大線性頻偏fm。 6第6章152 其中：積分電阻R=470k，積分電容C是三個0.022F電容并聯(lián)。 從圖上可以看到， 變?nèi)莨苤绷髌珘篣Q=4 , 電容調(diào)制度： 單級回路調(diào)相指數(shù)：6 . 4imQBimUUUUm04. 052. 066 . 460imimepUUnmQM第6章153 故調(diào)制信號振幅 ： Um=RCminUim =47010330.02210-62300Uim =58.44Uim58.440.04=2.34。 三級回路產(chǎn)生的總最大頻偏： fm=3MpFmin=30.52300=468

55、Hz。 從此題的結果可以看到, 雖然采用了三級相移網(wǎng)絡， 但產(chǎn)生的最大頻偏仍然很小，僅468 Hz。這是間接調(diào)頻的缺點。 第6章1546.10 鑒頻電路鑒頻電路 6.10.1 鑒頻電路的主要性能指標鑒頻電路的主要性能指標 1、鑒頻線性性、鑒頻線性性 鑒頻電路輸出低頻解調(diào)電壓與輸入調(diào)頻信號瞬時頻偏的關系稱為鑒頻特性, 理想的鑒頻特性應是線性的。 實際電路的非線性失真應該盡量減小。 2、鑒頻線性范圍、鑒頻線性范圍 由于輸入調(diào)頻信號的瞬時頻率是在載頻附近變化, 故鑒頻特性曲線位于載頻附近, 其中線性部分稱為鑒頻線性范圍。 3、鑒頻靈敏度、鑒頻靈敏度 在鑒頻線性范圍內(nèi), 單位頻偏產(chǎn)生的解調(diào)信號電壓的大

56、小稱為鑒頻靈敏度Sd。 第6章155 6.10.2 LC回路的頻幅和頻相轉(zhuǎn)換特性回路的頻幅和頻相轉(zhuǎn)換特性 1、LC并聯(lián)回路的頻相轉(zhuǎn)換特性并聯(lián)回路的頻相轉(zhuǎn)換特性 （1）電路組成：電路如下圖所示， 考慮到正交乘積鑒相的需要， 為獲得90的固定相移，在LC并聯(lián)回路輸入端串聯(lián)一個小電容C1，整個頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡可看作一個分壓網(wǎng)絡 。 （2）電路分析112ucjzzupp第6章156 實現(xiàn)頻相轉(zhuǎn)換調(diào)相信號輸出為調(diào)頻相位為對于單調(diào)頻信號輸入其如相移器網(wǎng)絡相當于其中代入上式可得將00001101010011122arctan2sinsin:26902022arctan2)11:(21:1,efcifctfcie

57、eeepppQtMtttttMtduKttQttttQtLgQCCLQjgcjHLjcjgzcjzzuuH第6章157 結論： （1）由上述分析可知， 輸出信號中不僅產(chǎn)生了90固定相移，而且產(chǎn)生了一個與調(diào)制信號u(t)成正比的瞬時相移, 所以稱此網(wǎng)絡為90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡。 （2）如圖7.4.1(b)所示網(wǎng)絡相頻特性可知， 在=0附近， 相頻特性曲線近似為直線, 線性頻相轉(zhuǎn)換范圍為 。 另外 受網(wǎng)絡幅頻特性的影響，輸出不再是等幅信號。 6第6章158 2、LC并聯(lián)回路的頻幅轉(zhuǎn)換特性并聯(lián)回路的頻幅轉(zhuǎn)換特性 LC幅頻特性曲線如下圖所示，當C=0，則輸出Um（t）=IZ比較小，且不是單調(diào)變化；如將c置于

58、幅頻特性曲線下降段線性部分中點，則對Um（t）影響較大，且近似為線性。 設輸入單頻調(diào)頻信號為: tfccmFMduKtUtu0cos第6章159 式中： U和分別是線性范圍內(nèi)的振幅變化量和角頻率變化量。 由圖7.4.2可寫出輸出信號振幅表達式: Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t） 可見輸出是一個調(diào)頻調(diào)幅信號，即實現(xiàn)頻幅轉(zhuǎn)換。 說明： 1、當工作頻段對應回路幅頻特性曲線的非線性部分時，引起的幅度變化與調(diào)制電壓不成正比，而且變化量很小。 2、頻幅轉(zhuǎn)換、頻相轉(zhuǎn)換沒有產(chǎn)生頻率變換，而只是各頻率分量振幅和相位發(fā)生。UddUSm:即回路幅頻特性曲線中點處的斜率即為頻幅轉(zhuǎn)換靈敏度第6章

59、160Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t）第6章161 6.10.3 斜率鑒頻電路斜率鑒頻電路 利用頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻調(diào)幅信號， 然后再經(jīng)過檢波電路取出原調(diào)制信號。由于在線性解調(diào)范圍內(nèi), 解調(diào)信號電壓與調(diào)頻信號瞬時頻率之間的比值和頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡特性曲線的斜率成正比。故稱為斜率鑒頻 在斜率鑒頻電路中，頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡通常采用LC并聯(lián)回路或LC互感耦合回路，檢波電路通常采用差分檢波電路或二極管包絡檢波電路。 1、 差分峰值鑒頻電路差分峰值鑒頻電路 （1）電路組成）電路組成 電路如 圖7.4.3所示 ， 其中LC回路元件需外接， L1C1并聯(lián)回路上添加了一個電容C2，一起

60、組成了頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡；檢波部分由差分峰值檢波器組成。第6章162第6章163 （2）電路分析）電路分析 L1C1C2網(wǎng)絡的電抗特性（頻幅轉(zhuǎn)換原理） 22112111111111cXCLLXCjLjjX對于u1來說， L1C1回路與C2相當于串聯(lián)，)(1,1:,121121211111111CCCCLuCCLuCLCL此時最小串聯(lián)諧振時回路與最大即回路諧振時對于u來說， 輸入電阻很大，很小，L1C1回路與C2相當于并聯(lián))(1:2112CCL諧振時第6章164圖7.4.4給出了上述電抗隨變化的曲線， 其中圖(b)的X1+X2曲線可由圖(a) 中兩組曲線相加而成。 最小諧振時2111111:uCLCL