數(shù)字通信原理第2章

1、第2章 數(shù)據(jù)信號(hào)的傳輸(chun sh)1共九十四頁(yè) 數(shù)據(jù)信號(hào)傳輸是數(shù)據(jù)通信的基本問(wèn)題。對(duì)應(yīng)于第1章中介紹的數(shù)據(jù)通信所使用的信道，數(shù)據(jù)信號(hào)的傳輸一般有3種方法：基帶傳輸、頻帶傳輸和數(shù)字傳輸。 消息對(duì)應(yīng)的原始(yunsh)信號(hào)所占據(jù)的頻帶通常從零頻或低頻開(kāi)始，稱(chēng)為“基本頻帶”，簡(jiǎn)稱(chēng)基帶。有線信道進(jìn)行近距離傳輸時(shí)，有些情況下可以不搬移基帶信號(hào)頻譜直接傳輸基帶信號(hào)，這種方式稱(chēng)為基帶傳輸。在另外一些信道中，特別是無(wú)線或者光通道中，需要經(jīng)過(guò)調(diào)制將基帶信號(hào)的頻譜搬移到相應(yīng)的載頻頻帶再進(jìn)行傳輸，這種方式稱(chēng)為頻帶傳輸。而在數(shù)字信道中傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)稱(chēng)為數(shù)據(jù)信號(hào)的數(shù)字傳輸，簡(jiǎn)稱(chēng)為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸。 本章討論這3種傳輸方

2、式的基本原理及相關(guān)的一些技術(shù)，使讀者對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)的傳輸有一個(gè)比較全面的了解。2共九十四頁(yè)2.1 數(shù)據(jù)信號(hào)及特性(txng)描述2.1.1 數(shù)據(jù)序列的電信號(hào)表示 在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)終端（DTE）產(chǎn)生是以“1”和“0”兩種代碼（狀態(tài)）為代表的隨機(jī)序列，它可以用不同形式的電信號(hào)來(lái)表示，例如單極性的脈沖序列。對(duì)于實(shí)際的傳輸系統(tǒng)，視信道特性和要求(yoqi)的指標(biāo)而選取相應(yīng)的數(shù)據(jù)信號(hào)。下面以矩形脈沖為例介紹幾種基本的基帶數(shù)據(jù)信號(hào)，如圖2-1所示。3共九十四頁(yè)2.1.2 基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的功率(gngl)譜特性 要把基帶數(shù)據(jù)信號(hào)傳送出去，研究其頻譜特性是非常重要的。由于數(shù)據(jù)序列是隨機(jī)的，基帶數(shù)據(jù)信號(hào)就是(j

3、ish)隨機(jī)信號(hào)，這樣就不能用分析確定信號(hào)的方法來(lái)分析其頻譜，只能用隨機(jī)信號(hào)的分析理論，研究它的功率譜密度。1. 基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的一般表示式 圖2-1給出的基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的單個(gè)碼元波形都是矩形的，但實(shí)際上并非一定是矩形。不失一般性，我們令代表二進(jìn)制數(shù)據(jù)符號(hào)的“0”，代表“1”，碼元的時(shí)間間隔為T(mén)。假設(shè)數(shù)據(jù)序列出現(xiàn)“0”和“1”概率分別為P和1-P，且認(rèn)為它們的出現(xiàn)彼此統(tǒng)計(jì)獨(dú)立，則基帶數(shù)據(jù)信號(hào)可表示為 如一數(shù)據(jù)信號(hào)序列為101101，可以用單極性矩形脈沖序列來(lái)表示，令，是寬度T的為矩形脈沖，如圖2-2所示。同理也可以畫(huà)出其它形式的波形圖來(lái)，但是很顯然。4共九十四頁(yè)2. 基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的功率譜密度(1)

4、 基本分析(fnx) 利用隨機(jī)信號(hào)的分析方法，可以得到式（2-1）所示基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的功率譜密度表示式為：5共九十四頁(yè)(2) 幾種基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的功率譜密度 下面來(lái)求以矩形脈沖為單個(gè)碼元波形(b xn)的幾種基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的功率譜密度。首先，單個(gè)矩形脈沖可以表示為6共九十四頁(yè)7共九十四頁(yè)雙極性不歸零序列設(shè)“0”碼和“1”碼分別是脈沖寬度為T(mén)，幅度為的矩形脈沖，則由式（2-9），令可得其功率(gngl)譜密度為 （2-11）為了便于對(duì)比，將式（2-7）、式（2-8）、式（2-10）和式（2-11）所示功率譜密度用圖2-5中。8共九十四頁(yè) 由以上功率譜分析及圖2-5可以看出，時(shí)，對(duì)于這樣的雙極性信號(hào)是不

5、含有離散譜分量的，而單極性序列是含有離散譜分量，而離散譜分量的特征與單個(gè)碼元的波形有關(guān)（例如單極性不歸零信號(hào)的功率譜中只有直流分量，而單極性歸零信號(hào)的功率譜中除了直流分量外，還有離散譜）。 分析基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的功率譜密度是很有意義(yy)的。例如，離散譜是否存在決定了我們能否直接從基帶數(shù)據(jù)信號(hào)中提取時(shí)鐘頻率分量，或者如何才能從基帶數(shù)據(jù)信號(hào)中提取需要的時(shí)鐘頻率分量，這一點(diǎn)對(duì)數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)也是至關(guān)重要的。如單極性歸零序列中就含有的離散譜分量，即可直接提取作為定時(shí)的時(shí)鐘信息。通過(guò)圖2-5中對(duì)四種信號(hào)的對(duì)比分析發(fā)現(xiàn)，脈沖寬度越寬，其能量集中的范圍就越??；脈沖寬度越窄，其能量集中的范圍就越大，由此可大概了解

6、傳輸這種數(shù)據(jù)信號(hào)所需要的基帶寬度。9共九十四頁(yè)2.2 數(shù)據(jù)信號(hào)的基帶傳輸(chun sh) 基帶(base band)是指未經(jīng)調(diào)制變換的原始信號(hào)所占的頻帶，由數(shù)據(jù)終端設(shè)備(shbi)產(chǎn)生的信號(hào)（例如單極性不歸零信號(hào)）的頻譜一般是從零開(kāi)始。為了使這些原始的數(shù)據(jù)序列適合于信道傳輸，通常經(jīng)過(guò)碼型或波形變換，變換后信號(hào)的功率譜密度仍是從近于零頻率開(kāi)始，不搬移基帶信號(hào)頻譜直接傳輸基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的方式稱(chēng)為基帶傳輸。 實(shí)際的數(shù)據(jù)通信中，基帶傳輸使用得不多，但是基帶傳輸是數(shù)據(jù)信號(hào)傳輸?shù)囊环N最基本的方式，對(duì)其進(jìn)行研究是十分必要的：（1）一般的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，在進(jìn)行與信道匹配的調(diào)制前，都有一個(gè)基帶信號(hào)處理的過(guò)程（頻帶

7、傳輸系統(tǒng)也如此，因?yàn)樘幚碚{(diào)制后的信號(hào)不方便）；（2）在調(diào)制傳輸系統(tǒng)中，如果把頻帶調(diào)制和解調(diào)部分包括在廣義信道中，則該傳輸系統(tǒng)可以等效成一個(gè)基帶傳輸系統(tǒng)。10共九十四頁(yè)2.2.1 基帶數(shù)據(jù)傳輸構(gòu)成模型 通過(guò)上一節(jié)對(duì)基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的分析，可見(jiàn)基帶數(shù)據(jù)信號(hào)在頻域內(nèi)是無(wú)窮延伸的，如果(rgu)其能量最集中的頻率范圍與實(shí)際信道的特性不匹配，則會(huì)使接收端的信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的波形失真。為了分析波形傳輸?shù)氖д鎲?wèn)題，把基帶傳輸系統(tǒng)用一個(gè)簡(jiǎn)單的模型來(lái)表示，如圖2-6所示。11共九十四頁(yè)2.2.2 幾種基帶形成(xngchng)網(wǎng)絡(luò)1. 理想低通形成網(wǎng)絡(luò) 先考慮一個(gè)理想化情況來(lái)說(shuō)明頻帶限制與傳輸速率的重要關(guān)系。假定圖2-

8、6中1至2點(diǎn)的形成網(wǎng)絡(luò)的系統(tǒng)傳輸特性是理想低通濾波型，如圖2-7所示。 其傳遞函數(shù)可表示(biosh)為 式中，fN為截止頻率，td為固定時(shí)延。其對(duì)于單位沖激脈沖的響應(yīng)，就是網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)的傅立葉反變換，即12共九十四頁(yè)理想低通沖激響應(yīng)波形的特點(diǎn)是： 在 處有最大值，在最大值兩邊作均勻間隔的衰減波動(dòng)，以 為中心每隔出現(xiàn)一個(gè)過(guò)零點(diǎn)； 波形“尾巴”以1/t的速度衰減。如用式（2-12）表示的沖激脈沖序列 加到理想低通網(wǎng)絡(luò)的輸入，即每隔碼元間隔T發(fā)送一個(gè)強(qiáng)度為ak的沖激脈沖，則按疊加定理，每個(gè)沖激脈沖在理想低通網(wǎng)絡(luò)的輸出都產(chǎn)生一個(gè)如圖2-8的沖激響應(yīng) 。因?yàn)閔(t)在時(shí)域上是無(wú)限延伸的，則這些沖激響應(yīng)

9、之間存在干擾，稱(chēng)為碼間干擾或符號(hào)(fho)間干擾。 特別地，如果選取系統(tǒng)的碼元間隔 ，設(shè)輸入的數(shù)據(jù)序列ak是101101，它通過(guò)理想低通網(wǎng)絡(luò)形成的沖激響應(yīng)序列如圖2-9所示。由h(t)波形特點(diǎn)可知，沖激響應(yīng)序列的波形在峰值點(diǎn)上沒(méi)有碼間干擾（在其它點(diǎn)是有碼間干擾的）。13共九十四頁(yè) 此時(shí)，抽樣判決器如按 進(jìn)行取樣，并且選取合適的取樣時(shí)刻（圖2-9畫(huà)出了抽樣脈沖），則可以準(zhǔn)確地恢復(fù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)序列。由此得到接收波形滿(mǎn)足抽樣值無(wú)失真?zhèn)鬏數(shù)臈l件是：僅在本碼元的抽樣時(shí)刻上有最大值，在其它碼元的抽樣時(shí)刻為0（抽樣點(diǎn)無(wú)碼間干擾），而不要求整個(gè)波形無(wú)碼間干擾。用公式(gngsh)來(lái)表示為 （2-15） 抽樣值無(wú)

10、失真條件即奈奎斯特第一準(zhǔn)則，也描述了碼元傳輸速率與傳輸系統(tǒng)特性(對(duì)于理想低通形成網(wǎng)絡(luò)主要是指截止頻率fN)之間的配合關(guān)系。用文字詳細(xì)表述是：如系統(tǒng)等效網(wǎng)絡(luò)具有理想低通特性，且截止頻率為fN時(shí)，則該系統(tǒng)中允許的最高碼元(符號(hào))速率2fN為，這時(shí)系統(tǒng)輸出波形在峰值點(diǎn)上不產(chǎn)生前后符號(hào)干擾。 由于該準(zhǔn)則的重要性，國(guó)際上把稱(chēng)為fN奈奎斯特頻帶。2fN波特稱(chēng)為奈奎斯特速率， 稱(chēng)為奈奎斯特間隔。這一定理表明，在抽樣值無(wú)失真的條件下，在頻帶fN內(nèi)，2fN波特是極限速率，即所有數(shù)字傳輸系統(tǒng)的最高頻帶利用率為2Bd/Hz，在傳輸元信號(hào)時(shí)的頻帶利用率最高為 。14共九十四頁(yè)2. 具有幅度滾降特性的低通形成網(wǎng)絡(luò) 上面

11、討論的理想低通形成網(wǎng)絡(luò)達(dá)到了系統(tǒng)頻帶利用率的極限，即每赫茲傳輸2Bd，但是這種理想的傳輸特性是無(wú)法物理實(shí)現(xiàn)的。而且即使能夠得到近似的實(shí)現(xiàn)，其沖激響應(yīng)波形具有波動(dòng)(bdng)幅度很大的前導(dǎo)和后尾，對(duì)接收端定時(shí)準(zhǔn)確度要求高（如果抽樣時(shí)刻發(fā)生偏差，則會(huì)引入較大的碼間干擾）。因此，要尋求一個(gè)傳輸系統(tǒng)，它既可以物理實(shí)現(xiàn)，又能滿(mǎn)足奈奎斯特第一準(zhǔn)則的基本要求：速率為的序列通過(guò)該系統(tǒng)后能在所有按間隔 的取樣點(diǎn)處不產(chǎn)生碼間干擾。 理想低通形成網(wǎng)絡(luò)之所以不可物理實(shí)現(xiàn)，是在于它的幅頻特性在截止頻率處的垂直截止特性。如對(duì)理想低通特性的幅頻特性加以修改，使它在處不是垂直截止特性，而是有一定的滾降特性，如圖2-10所示。

12、這種滾降特性能滿(mǎn)足奈奎斯特第一準(zhǔn)則的條件是，滾降部分的波形關(guān)于點(diǎn) 為奇對(duì)稱(chēng)。15共九十四頁(yè) 滾降低通特性形成網(wǎng)絡(luò)是物理(wl)可實(shí)現(xiàn)的，實(shí)際中一般采用具有升余弦頻譜特性的形成網(wǎng)絡(luò)，其幅頻特性可表示如下 式中，為滾降系數(shù)（01），為對(duì)應(yīng)理想低通幅頻特性的截止頻率，由于滾降而使網(wǎng)絡(luò)的頻帶寬度增加了fN，其所占頻譜寬度為B=(1+)fN。 升余弦低通形成網(wǎng)絡(luò)的沖激響應(yīng)h(t)為16共九十四頁(yè) 其波形見(jiàn)圖2-11。 從圖中可以看到，h(t)波形在抽樣點(diǎn)（t=0）處達(dá)到最大值，在其它(qt)抽樣點(diǎn)上都為零，而且增加了一些新的零點(diǎn)，見(jiàn)式（2-17）的項(xiàng) 。另外，升余弦特性所形成h(t)對(duì)于定時(shí)要求也較低，

13、因其波形的“尾巴”衰減比較快（相對(duì)于理想低通的 而言）。但是由于升余弦特性的頻譜寬度有所增加，頻帶利用率就有所下降，表示為17共九十四頁(yè)3. 部分響應(yīng)系統(tǒng)(1) 基本原理 根據(jù)奈奎斯特第一準(zhǔn)則，上面設(shè)計(jì)了兩類(lèi)抽樣點(diǎn)無(wú)碼間干擾的基帶形成網(wǎng)絡(luò)。其中，理想低通形成網(wǎng)絡(luò)的特點(diǎn)是頻譜窄，且頻帶利用率能夠達(dá)到理論上的的極限（2Bd/Hz），但缺點(diǎn)是波形“尾巴”衰減較慢，對(duì)定時(shí)要求比較嚴(yán)格，而且(r qi)理想情況下的低通網(wǎng)絡(luò)是無(wú)法物理實(shí)現(xiàn)的。滾降低通形成網(wǎng)絡(luò)的波形“尾巴”衰減較快，但所需頻帶寬度增加了，使得頻帶利用率不能達(dá)到2Bd/Hz的極限。那么能否找到一種形成網(wǎng)絡(luò)，使其頻帶利用率能達(dá)到2Bd/Hz的極

14、限，而且(r qi)沖激響應(yīng)波形的“尾巴”衰減又較快？ 奈奎斯特第二準(zhǔn)則說(shuō)明：有控制地在某些碼元的抽樣時(shí)刻引入碼間干擾，而在其余碼元的抽樣時(shí)刻無(wú)碼間干擾，就能使頻帶利用率達(dá)到理論上的最大值，同時(shí)又可降低對(duì)定時(shí)精度的要求。通常把滿(mǎn)足奈奎斯特第二準(zhǔn)則的波形稱(chēng)為部分響應(yīng)波形，利用部分響應(yīng)波形進(jìn)行傳送的基帶傳輸系統(tǒng)稱(chēng)為部分響應(yīng)系統(tǒng)。18共九十四頁(yè)(2) 第一類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng) 部分響應(yīng)系統(tǒng)的形成波形(b xn)是兩個(gè)或兩個(gè)以上在時(shí)間錯(cuò)開(kāi) 的所組成，例如第一類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng)的合成波表達(dá)式為 此式在分母通分之后將出現(xiàn)t2項(xiàng)，即波動(dòng)衰減是隨著而增加，從而加快了響應(yīng)波形的前導(dǎo)和后尾的衰減，其波形如圖2-13所示。1

15、9共九十四頁(yè) 雖然合成波解決了波形的定時(shí)精度的問(wèn)題，但是它引入了相鄰碼元間的在抽樣時(shí)刻的干擾(gnro)。例如，從圖2-13中可以看出，假設(shè)按碼元間隔T來(lái)發(fā)送和抽樣，波形在0與T時(shí)刻都等于1（歸一化值），在其它處為零，即存在碼間干擾(gnro)。但是可以看出，這種碼間干擾(gnro)是固定的，即如果已知前一碼元發(fā)送的是“1”碼，則對(duì)本碼元抽樣時(shí)刻有一個(gè)固定為1的影響；如果已知前一碼元為“0”碼，則對(duì)本碼元無(wú)影響。所以這種有控的、固定的碼間干擾(gnro)，在收端是可以消除的。 下面仍以第一類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng)為例，分析其幅頻特性，如圖2-14所示。20共九十四頁(yè) 常見(jiàn)的部分響應(yīng)系統(tǒng)分別命名為第一、二

16、、三、四和五類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng)，如表2-1所示，目前應(yīng)用最廣的是第一類(lèi)和第四類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng)。 從前述討論可知，部分響應(yīng)系統(tǒng)有如下特點(diǎn)： 有碼間干擾，但是固定的，在接收端可以消除； 頻帶利用率能達(dá)到的極限； 形成波形(b xn)的前導(dǎo)和后尾衰減較快，降低了對(duì)收端定時(shí)的精度要求； 物理上可實(shí)現(xiàn)； 接收信號(hào)電平數(shù)大于發(fā)送信號(hào)電平數(shù)，抗干擾性能要差一些。21共九十四頁(yè)2.2.3 時(shí)域均衡(jnhng)1. 時(shí)域均衡的作用 在實(shí)際基帶傳輸系統(tǒng)中，總的傳輸特性一般不能完全滿(mǎn)足理想的波形傳輸無(wú)失真條件，這種情況會(huì)引起碼間干擾。當(dāng)碼間干擾嚴(yán)重時(shí)，要采用均衡器對(duì)系統(tǒng)的傳遞特性進(jìn)行修正。均衡器的實(shí)現(xiàn)可以采用頻域均衡方

17、式，也可采用時(shí)域均衡方式。 頻域均衡是在頻域上進(jìn)行的，其基本思路是利用幅度均衡器和相位均衡器來(lái)補(bǔ)償傳輸系統(tǒng)幅頻特性和相頻特性的不理想，以達(dá)到所要求的理想形成波形，從而消除碼間干擾。 時(shí)域均衡是在時(shí)域上進(jìn)行的，其基本思路是消除接收的時(shí)域信號(hào)波形的取樣點(diǎn)處的碼間干擾，并不要求傳輸波形的所有細(xì)節(jié)都與奈氏準(zhǔn)則(zhnz)所要求的理想波形完全一致。因此可以利用接收波形本身來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償以消除取樣點(diǎn)的碼間干擾，提高判決的可靠性。時(shí)域均衡較頻域均衡更直接，更直觀，是實(shí)際數(shù)據(jù)傳輸中所使用的主要方法。22共九十四頁(yè)2. 時(shí)域均衡的基本原理 時(shí)域均衡的常用方法是在基帶傳輸系統(tǒng)的接收濾波器之后（見(jiàn)圖2-6），加入一個(gè)可

18、變?cè)鲆娴亩喑轭^橫截濾波器，其結(jié)構(gòu)如圖2-15所示。它是由多級(jí)抽頭遲延線、可變?cè)鲆骐娐?dinl)和求和器組成的線性系統(tǒng)。23共九十四頁(yè) 從圖2-15可以(ky)看出，是經(jīng)過(guò)系統(tǒng)后非理想的形成波形，而橫截濾波器是利用接收波形本身來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償以消除抽樣點(diǎn)的碼間干擾，提高判決的可靠性，其輸出可表示為24共九十四頁(yè)2.2.4 數(shù)據(jù)(shj)序列的擾亂與解擾1. 擾亂與解擾的作用(zuyng) 在前面的討論中，我們都假定數(shù)據(jù)序列是隨機(jī)的，但有時(shí)有一些特殊情況，如一段短時(shí)間的連“0”或連“1”和一些短周期的確定性數(shù)據(jù)序列等，這時(shí)的數(shù)據(jù)序列對(duì)一個(gè)傳輸期間來(lái)說(shuō)就不是隨機(jī)的了，這樣的數(shù)據(jù)信號(hào)對(duì)傳輸系統(tǒng)是不利的。這

19、主要是由于： 可能產(chǎn)生交調(diào)串音。短周期或長(zhǎng)“0”、長(zhǎng)“1”序列具有很強(qiáng)的單頻分量，這些單頻可能與載波或已調(diào)信號(hào)產(chǎn)生交調(diào)，造成對(duì)相鄰信道數(shù)據(jù)信號(hào)的干擾； 可能造成傳輸系統(tǒng)失步。長(zhǎng)“0”或長(zhǎng)“1”序列可能造成接收端提取定時(shí)信息困難，不能保證系統(tǒng)具有穩(wěn)定的定時(shí)信號(hào)； 可能造成均衡器調(diào)節(jié)信息丟失。時(shí)域均衡器調(diào)節(jié)加權(quán)系數(shù)需要數(shù)據(jù)信號(hào)具有足夠的隨機(jī)性，否則可能導(dǎo)致均衡器中的濾波器發(fā)散而不能正常工作。綜上所述，要數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)正常工作，需要保證輸入數(shù)據(jù)序列的隨機(jī)性，為了做到這一點(diǎn)，在數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中常在發(fā)送端首先對(duì)輸入數(shù)據(jù)序列進(jìn)行擾亂。 所謂擾亂，就是將輸入數(shù)據(jù)序列按某種規(guī)律變換成長(zhǎng)周期序列，使之具有足夠的隨機(jī)

20、性。經(jīng)過(guò)擾亂的數(shù)據(jù)序列通過(guò)系統(tǒng)傳輸后，在接收端再還原成原始的數(shù)據(jù)序列，這就需要在接收端進(jìn)行擾亂的逆過(guò)程解擾。25共九十四頁(yè)2. 擾亂和解擾的基本原理 最有效的數(shù)據(jù)序列擾亂方法是用一個(gè)隨機(jī)序列與輸入數(shù)據(jù)序列進(jìn)行邏輯加，這樣就能把任何輸入數(shù)據(jù)序列變換為隨機(jī)序列。擾亂器與解擾器原理如圖2-17所示。 如圖2-17(a)所示輸入序列X與隨機(jī)序列S進(jìn)行模2加處理后即可得擾亂序列Y，這時(shí)的Y就具有完全的隨機(jī)性。在接收端為恢復(fù)原數(shù)據(jù)序列還需進(jìn)行解擾，如圖2-17 (b)所示，解擾就是把接收的已擾序列再與相同的隨機(jī)序列S進(jìn)行模2加處理后即可為恢復(fù)原數(shù)據(jù)序列。 為了接收端的解擾，必須在接收端產(chǎn)生一個(gè)與發(fā)送端完全

21、一致的，并在時(shí)間(shjin)上同步的隨機(jī)序列。實(shí)際上完全隨機(jī)的序列是不能再現(xiàn)的。因此，我們只能產(chǎn)生近似的擾亂效果，即用偽隨機(jī)序列來(lái)代替完全隨機(jī)序列進(jìn)行擾亂與解擾的作用。26共九十四頁(yè)3. 自同步(tngb)擾亂器和解擾器 圖2-18(a)給出一個(gè)由5級(jí)移位存儲(chǔ)器組成的擾亂器原理圖，圖2-18(b)為相應(yīng)的解擾器。圖中經(jīng)過(guò)一次移位，在時(shí)間上延遲一個(gè)碼元時(shí)間，用運(yùn)算符號(hào)D表示。27共九十四頁(yè)2.2.5 數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)(xtng)中的時(shí)鐘同步 由前述討論可知，數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)發(fā)送端送出的數(shù)據(jù)信號(hào)是等間隔、逐個(gè)傳輸?shù)模邮斩私邮諗?shù)據(jù)信號(hào)也必須是等間隔、逐個(gè)接收的。另外，為了消除碼間干擾和獲得最大判決信噪比

22、也需在接收信號(hào)最大值時(shí)刻進(jìn)行取樣。為滿(mǎn)足上述兩點(diǎn)要求，接收端就需要有一個(gè)定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)，并且對(duì)定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的要求是：定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)速率與接收信號(hào)碼元速率完全相同，并使定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)與接收信號(hào)碼元保持固定的最佳相位關(guān)系。接收端獲得或產(chǎn)生符合這一要求的定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的過(guò)程稱(chēng)為時(shí)鐘同步，或稱(chēng)為位同步或比特同步。 在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中通常是采用時(shí)鐘提取的方法實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘同步，時(shí)鐘提取的方法分為兩類(lèi)：自同步法和外同步法，在基帶數(shù)據(jù)傳輸中，多數(shù)場(chǎng)合是采用自同步法。 自同步法又稱(chēng)內(nèi)同步法。它是直接從接收的基帶信號(hào)序列中提取定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的方法。采用自同步法，首先要了解接收到的數(shù)據(jù)碼流中是否有定時(shí)時(shí)鐘的頻率分量，即定時(shí)時(shí)鐘頻率

23、的離散分量。如果存在這個(gè)分量，就可以利用窄帶(zhi di)濾波器把定時(shí)時(shí)鐘頻率信號(hào)提取出來(lái)，再形成定時(shí)信號(hào)。對(duì)某些情況，接收信號(hào)序列中不直接含有定時(shí)時(shí)鐘頻率分量，這時(shí)不能用窄帶(zhi di)濾波器直接提取，但經(jīng)過(guò)某種非線性處理后的接收信號(hào)序列就可以含有所需要的定時(shí)時(shí)鐘頻率的離散分量，這時(shí)就可以通過(guò)窄帶(zhi di)濾波器提取定時(shí)時(shí)鐘頻率信號(hào)，再經(jīng)形成獲得定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)。自同步法的原理如圖2-19所示。28共九十四頁(yè) 如接收數(shù)據(jù)碼流中含有定時(shí)時(shí)鐘頻率離散分量，圖中的非線性處理電路可省略不用。 圖2-19所示定時(shí)提取和形成電路較簡(jiǎn)單，但當(dāng)傳輸信號(hào)幅度波動(dòng)或數(shù)據(jù)序列中較長(zhǎng)的連“1”或連“0”時(shí)，

24、會(huì)使所提取的定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)幅度變化使得定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)相位不穩(wěn)定。另外，傳輸過(guò)程中信號(hào)序列瞬時(shí)中斷就會(huì)使定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)丟失，造成(zo chn)失步。因此，在實(shí)際應(yīng)用中多采用鎖相環(huán)的方法，其原理如圖2-20所示。 加入鎖相環(huán)電路的作用是當(dāng)傳輸信號(hào)瞬時(shí)中斷或幅度衰減時(shí)，仍可維持有定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)輸出，另外鎖相環(huán)電路還可以平滑或減少定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的相位抖動(dòng)，提高定時(shí)信號(hào)的精度。29共九十四頁(yè)2.3 數(shù)據(jù)信號(hào)的頻帶(pndi)傳輸2.3.1 頻帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成 頻帶傳輸系統(tǒng)與基帶傳輸系統(tǒng)的區(qū)別在于在發(fā)送端增加了調(diào)制，在接收端增加了解調(diào)，以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的頻譜變換，調(diào)制和解調(diào)一起稱(chēng)為Modem。 圖2-21給出了頻帶傳輸

25、系統(tǒng)的兩種基本結(jié)構(gòu)(jigu)。如圖2-21 (a)所示，數(shù)據(jù)信號(hào)經(jīng)發(fā)送低通基本上形成所需要的基帶信號(hào)，再經(jīng)調(diào)制和發(fā)送帶通形成信道可傳輸?shù)男盘?hào)頻譜，送入信道。接收帶通除去信道中的帶外噪聲，將信號(hào)輸入解調(diào)器，接收低通的功能是除去解調(diào)中出現(xiàn)的高次產(chǎn)物并起基帶波形形成的功能，最后將恢復(fù)的基帶信號(hào)送入取樣判決電路，完成數(shù)據(jù)信號(hào)的傳輸。30共九十四頁(yè) 頻帶傳輸系統(tǒng)是在基帶傳輸?shù)幕A(chǔ)上實(shí)現(xiàn)的，如圖2-21(a)中，在發(fā)送端把調(diào)制和發(fā)送帶通兩個(gè)方框去掉，在接收端把接收帶通和解調(diào)兩個(gè)方框去掉就是一個(gè)完整的基帶傳輸系統(tǒng)。所以，實(shí)現(xiàn)頻帶傳輸仍然需要符合基帶傳輸?shù)幕纠碚摗?shí)際上，從信號(hào)傳輸?shù)慕嵌龋粋€(gè)頻帶傳輸系統(tǒng)

26、就相當(dāng)于一個(gè)等效的基帶傳輸系統(tǒng)。 圖2-21(b)中沒(méi)有發(fā)送低通作基帶形成，是直接以數(shù)據(jù)信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，但是在具體實(shí)現(xiàn)上是把發(fā)送低通的形成特性放在發(fā)送帶通中一起實(shí)現(xiàn)。即把發(fā)送低通的特性合在發(fā)送帶通特性中，最終實(shí)現(xiàn)的結(jié)果是送入信道，即圖中的4點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的信號(hào)和頻譜特性與圖2-21 (a)是完全一樣的。盡管沒(méi)有實(shí)際的發(fā)送低通，但發(fā)送低通的形成特性還是實(shí)現(xiàn)了，也是一個(gè)等效的基帶輸系統(tǒng)。 所謂調(diào)制就是用基帶信號(hào)對(duì)載波波形的某些參數(shù)進(jìn)行控制，使這些參量隨基帶信號(hào)的變而變化。用以調(diào)制的基帶信號(hào)是數(shù)字信號(hào)，所以又稱(chēng)為數(shù)字調(diào)制。在調(diào)制解調(diào)器中都選擇正弦(或余弦)信號(hào)作為載波，因?yàn)檎倚盘?hào)形式簡(jiǎn)單、便于產(chǎn)生和接收。

27、由于正弦(或余弦)信號(hào)有幅度、頻率、相位三種基本參量，因此(ync)，可以構(gòu)成數(shù)字調(diào)幅、數(shù) 字調(diào)相和數(shù)字調(diào)頻三種基本調(diào)制方式，當(dāng)然也可以利用其中二種方式的結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)的傳輸，如數(shù)字調(diào)幅調(diào)相等，從而達(dá)到更好的特性。31共九十四頁(yè)2.3.2 數(shù)字(shz)調(diào)幅 以基帶數(shù)據(jù)信號(hào)控制一個(gè)載波的幅度，稱(chēng)為數(shù)字(shz)調(diào)幅，又稱(chēng)幅移鍵控，簡(jiǎn)寫(xiě)為ASK。1. 二進(jìn)制數(shù)字調(diào)幅(1) 基本原理 通常，二進(jìn)制數(shù)字調(diào)幅（2ASK）信號(hào)的產(chǎn)生方法有兩種：相乘法和鍵控法，如圖2-22所示。相乘法是將基帶信號(hào)與載波相乘，而鍵控法是用基帶信號(hào)控制載波的開(kāi)關(guān)電路，此時(shí)的已調(diào)信號(hào)一般稱(chēng)為通斷鍵控信號(hào)（OOK）。32共九

28、十四頁(yè)33共九十四頁(yè)34共九十四頁(yè)(3) 單邊帶和殘余邊帶調(diào)制 2ASK信號(hào)具有兩個(gè)邊帶，并且兩個(gè)邊帶含有相同的信息。為了提高信道頻帶利用率，只需傳送一個(gè)邊帶就能實(shí)現(xiàn)信息傳遞。這樣就能使用普通濾波器切除一個(gè)邊帶分量，從而實(shí)現(xiàn)單邊帶傳輸，使頻帶利用率是雙邊帶傳輸?shù)膬杀?。然而從圖2-24和圖2-25來(lái)看，有些基帶信號(hào)含有豐富的低頻分量，需要在載頻處用尖銳截止的濾波器才能濾除其中一個(gè)邊帶，從而增加了濾波器的制作難度。實(shí)際中，在調(diào)制前要對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行處理，目的是使其不含直流分量，同時(shí)低頻分量盡可能小。例如采用(ciyng)2.2中介紹的第四類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng)，如圖2-26所示，已調(diào)信號(hào)的功率譜在上、下邊帶

29、之間有一個(gè)明顯的分界，且無(wú)離散譜分量。35共九十四頁(yè) 殘余邊帶調(diào)制是介于雙邊帶和單邊帶之間的一種調(diào)制方法，它是使已調(diào)雙邊帶信號(hào)通過(guò)一個(gè)殘余邊帶濾波器，使其雙邊帶中的一個(gè)邊帶的絕大部分和另一個(gè)邊帶的小部分通過(guò)，形成所謂(suwi)的殘余邊帶信號(hào)。殘余邊帶信號(hào)所占的頻帶大于單邊帶，又小于雙邊帶，所以殘余邊帶系統(tǒng)的頻帶利用率也是小于單邊帶，大于雙邊帶的頻帶利用率，如圖2-27所示。36共九十四頁(yè)2. 多進(jìn)制數(shù)字調(diào)幅 多進(jìn)制數(shù)字調(diào)幅（MASK）是利用多進(jìn)制數(shù)字基帶信號(hào)去調(diào)制載波的幅度，在原理上可以看成是OOK方式在多進(jìn)制上的推廣。其調(diào)制信號(hào)（單極性）和已調(diào)信號(hào)波形如所示。 由于MASK已調(diào)信號(hào)的幅度有

30、M種可能的取值，與2ASK相比，MSK具有高效率的特點(diǎn)，即在相同的碼元速率下，多進(jìn)制系統(tǒng)的信息傳輸速率是二進(jìn)制系統(tǒng)的信息傳輸速率的倍，且可以證明MASK和2ASK已調(diào)信號(hào)的帶寬相同。但是多進(jìn)制調(diào)幅的抗噪聲能力不強(qiáng)，要獲得和2ASK相同的誤碼率，需要增加系統(tǒng)的發(fā)送(f sn)功率。目前，實(shí)用的多進(jìn)制調(diào)幅形式有多進(jìn)制殘留邊帶調(diào)制、多電平正交幅度調(diào)制等。37共九十四頁(yè)38共九十四頁(yè)2.3.3 數(shù)字(shz)調(diào)相 以基帶數(shù)據(jù)信號(hào)控制載波的相位，稱(chēng)為(chn wi)數(shù)字調(diào)相，又稱(chēng)相移鍵控，簡(jiǎn)寫(xiě)為PSK。1. 二進(jìn)制數(shù)字調(diào)相(1) 基本原理 二進(jìn)制數(shù)字調(diào)相（2PSK）是用載波的兩種相位來(lái)表示二進(jìn)制的“1”

31、和“0”，這種用載波的不同相位直接去表示基帶信號(hào)的方法，一般稱(chēng)為絕對(duì)調(diào)相。根據(jù)CCITT（現(xiàn)為ITU-T）的建議，有A、B兩種相位變化方式，用矢量圖表示如圖2-30所示。39共九十四頁(yè) 二進(jìn)制絕對(duì)調(diào)相信號(hào)的變換規(guī)則是：數(shù)據(jù)信號(hào)的“1”對(duì)應(yīng)于已調(diào)信號(hào)的相位；數(shù)據(jù)信號(hào)的“0”對(duì)應(yīng)于已調(diào)信號(hào)的相位，或反之。這里的和是以未調(diào)載波的作參考相位的。 然而實(shí)際應(yīng)用中，絕對(duì)調(diào)相的參考相位會(huì)發(fā)生隨機(jī)轉(zhuǎn)移（例如變），稱(chēng)為倒相現(xiàn)象，這會(huì)使解碼出來(lái)的“1”和“0”顛倒，而且接收端無(wú)法判斷是否已經(jīng)發(fā)生了倒相，于是一般不采用(ciyng)絕對(duì)調(diào)相方式，而采用(ciyng)相對(duì)（差分）調(diào)相方式。 二進(jìn)制相對(duì)調(diào)相信號(hào)的變換規(guī)

32、則是：數(shù)據(jù)信號(hào)的“1”使已調(diào)信號(hào)的相位變化相位；數(shù)據(jù)信號(hào)的“0”使已調(diào)信號(hào)的相位變化相位，或反之。這里的和的變化以已調(diào)信號(hào)的前一碼元相位作參考相位的，即利用前后相鄰碼元的相對(duì)載波相位去表示基帶信號(hào)。 如圖2-31所示一個(gè)典型基帶數(shù)據(jù)信號(hào)與相應(yīng)的2PSK信號(hào)的波形圖。（相位變化規(guī)則采用A方式；2DPSK中，參考相位為，相對(duì)（差分）碼變換公式為 ；碼元速率與載波頻率相等） 由圖2-31所示數(shù)字調(diào)相波形可以看出，數(shù)字調(diào)相信號(hào)的每一個(gè)碼元的波形，如果單獨(dú)來(lái)看就是一個(gè)初始相位為的數(shù)字調(diào)幅信號(hào)，如抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)就是二相絕對(duì)調(diào)相信號(hào)。故可知，數(shù)字調(diào)相信號(hào)功率譜密度就是載波頻率為的抑制載波的雙邊帶譜

33、，與抑制載波的2ASK功率譜相同，也是雙邊帶調(diào)制。40共九十四頁(yè)(2) 2PSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào) 如前所述，2PSK信號(hào)與抑制載波的2ASK信號(hào)等效，因此(ync)，可以利用雙極性基帶信號(hào)通過(guò)乘法器與載波信號(hào)相乘得到2PSK信號(hào)，也可以通過(guò)相位選擇器來(lái)實(shí)現(xiàn)。 圖2-32(a)給出的是一種用相位選擇法產(chǎn)生2PSK信號(hào)的原理框圖。 圖2-32(a)所示，振蕩器產(chǎn)生，兩種不同相位的載波，如輸入基帶信號(hào)為單極性脈沖，當(dāng)輸入高電位“1”碼時(shí)，門(mén)電路1開(kāi)通，輸出相位載波；當(dāng)輸入為低電位時(shí)，經(jīng)倒相電路可以使門(mén)電路2開(kāi)通，輸出相位載波，經(jīng)合成電路輸出即為2PSK信號(hào)。 圖2-32(b)為2PSK信號(hào)的解調(diào)電路

34、原理框圖。2PSK信號(hào)的解調(diào)與4QAM方式一樣，需要用相干解調(diào)的方式，即需要恢復(fù)相干載波以用于與接收的已調(diào)信號(hào)相乘。由于2PSK信號(hào)中無(wú)載頻分量，無(wú)法從接收的已調(diào)信號(hào)中直接提取相干載波，所以一般采用倍頻/分頻法。首先將輸入2PSK信號(hào)作全波整流，使整流后的信號(hào)中含有頻率的周期波，再利用窄帶濾波器取出頻率的周期信號(hào)，再經(jīng)2分頻電路得到相干載波。最后經(jīng)過(guò)相乘電路進(jìn)行相干解調(diào)即可得輸出基帶信號(hào)。41共九十四頁(yè) 但是，這種2PSK信號(hào)的解調(diào)存在一個(gè)(y )問(wèn)題，即2分頻器電路輸出存在相位不定性或稱(chēng)相位模糊問(wèn)題，如圖2-33所示。 當(dāng)二分頻器電路輸出的相位為或不定時(shí)，相干解調(diào)的輸出基帶信號(hào)就會(huì)存在0或1

35、倒相現(xiàn)象，這就是二進(jìn)制絕對(duì)調(diào)相方式不能直接應(yīng)用的原因所在。解決這一問(wèn)題的方法就是采用相對(duì)調(diào)相，即2DPSK方式。42共九十四頁(yè)(3) 2DPSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào) 根據(jù)2DPSK信號(hào)和2PSK信號(hào)的內(nèi)在聯(lián)系，只要將輸入的基帶數(shù)據(jù)序列變換成相對(duì)序列，即差分碼序列，然后用相對(duì)序列去進(jìn)行絕對(duì)(judu)調(diào)相，便可得到2DPSK信號(hào)，如圖2-34(a)所示。43共九十四頁(yè)44共九十四頁(yè) 2DPSK相位比較法解調(diào)的波形變換(binhun)過(guò)程如圖2-37所示。45共九十四頁(yè)2. 多進(jìn)制數(shù)字調(diào)相 在數(shù)字相位調(diào)制中，不僅可以采用二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制，還可以采用多進(jìn)制相位調(diào)制（簡(jiǎn)稱(chēng)多相調(diào)相），即用多種相位或相位差來(lái)表

36、示數(shù)字信息。如果把輸入二進(jìn)制數(shù)據(jù)的每k個(gè)比特編成一組，則構(gòu)成所謂的k比特碼元。每一個(gè)k比特碼元都有種不同狀態(tài)，因而必須用種不同相位或相位差來(lái)表示。(1) 四進(jìn)制數(shù)字調(diào)相 四進(jìn)制數(shù)字調(diào)相（QPSK），簡(jiǎn)稱(chēng)四相調(diào)相，是用載波的四種不同相位來(lái)表征傳送的數(shù)據(jù)信息。在QPSK調(diào)制中，首先對(duì)輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)進(jìn)行分組，將二位編成一組，即構(gòu)成雙比特碼元。對(duì)于k=2，則，對(duì)應(yīng)四種不同的相位或相位差。 我們把組成雙比特碼元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷碼排列，以便提高傳輸(chun sh)的可靠性。按國(guó)際統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，雙比特碼元與載波相位的對(duì)應(yīng)關(guān)系有兩種，稱(chēng)為A方式和B方式，它們的對(duì)應(yīng)關(guān)系

37、如表2-2所示，其矢量表示如圖2-38所示。46共九十四頁(yè)47共九十四頁(yè)48共九十四頁(yè)49共九十四頁(yè)2.3.4 數(shù)字(shz)調(diào)頻 用基帶數(shù)據(jù)信號(hào)控制載波的頻率，稱(chēng)為數(shù)字調(diào)頻，又稱(chēng)頻移鍵控(FSK)。下面以2FSK為例，介紹其基本原理。1. 2FSK信號(hào)及功率譜密度 (1) 2FSK信號(hào) 二進(jìn)制移頻鍵控就是用二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)控制載波頻率，當(dāng)傳送“1”碼時(shí)輸出頻率；當(dāng)傳送“0”碼時(shí)輸出頻率。根據(jù)(gnj)前后碼元載波相位是否連續(xù)，可分為相位不連續(xù)的移頻鍵控和相位連續(xù)的移頻鍵控，如圖2-41所示。50共九十四頁(yè)(2) 2FSK信號(hào)功率譜密度 如前所述，相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)是由兩個(gè)非抑制載波的2A

38、SK信號(hào)合成，故其功率譜密度也是兩個(gè)不抑制載波的2ASK信號(hào)的功率譜密度的合成，如圖2-43所示（假設(shè)無(wú)發(fā)送低通，其作用(zuyng)由發(fā)送帶通完成，且僅是簡(jiǎn)單的頻帶限制）。 51共九十四頁(yè)52共九十四頁(yè)2. 2FSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)(1)2FSK信號(hào)的產(chǎn)生 前述已說(shuō)明，2FSK信號(hào)是兩個(gè)數(shù)字(shz)調(diào)幅信號(hào)之和，故此，2FSK信號(hào)的產(chǎn)生可用兩個(gè)數(shù)字(shz)調(diào)幅信號(hào)相加的辦法產(chǎn)生。如圖2-44所示，就是相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)產(chǎn)生的原理圖。 圖2-44(a)為相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)產(chǎn)生的原理，利用數(shù)據(jù)信號(hào)的“1”和“0”分別選通門(mén)電路1和2，以分別控制兩個(gè)獨(dú)立的振蕩源f1和f2，并求和即

39、可得到相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)。 圖2-44(b)為相位連續(xù)的2FSK信號(hào)產(chǎn)生的原理圖，利用數(shù)據(jù)信號(hào)的“1”和“0”的電壓的不同控制一個(gè)可變頻率的電壓控制振蕩器以產(chǎn)生兩個(gè)不同頻率的信號(hào)f1和f2，這時(shí)兩個(gè)頻率變化時(shí)相位就是連續(xù)的。53共九十四頁(yè)(2) 2FSK信號(hào)的解調(diào) 這里討論兩種簡(jiǎn)單的2FSK的解調(diào)方法，如圖2-45所示。 圖2-45(a)是采用分路選通濾波器進(jìn)行2FSK信號(hào)的非相干解調(diào)，當(dāng)2FSK信號(hào)的頻偏較大時(shí)，可以把2FSK信號(hào)當(dāng)作兩路不同載頻的2ASK信號(hào)接收。為此，需要兩個(gè)中心頻率分別為和的帶通濾波器，利用它們把代表(dibio)“1”和“0”碼的信號(hào)分離開(kāi)，得到兩個(gè)2ASK信號(hào)

40、，再經(jīng)振幅檢波器得到兩個(gè)解調(diào)電壓，把這兩個(gè)電壓相減即可得到解調(diào)信號(hào)的輸出。這種解調(diào)方式要求有較大的頻偏指數(shù)，故這種解調(diào)方式的頻帶利用率較低。圖2-45(b)是采用鑒頻解調(diào)方法的簡(jiǎn)單框圖。54共九十四頁(yè) 鑒頻器法在頻帶數(shù)據(jù)傳輸中廣泛用于2FSK信號(hào)的解調(diào)，原理電路如圖2-46所示。2FSK信號(hào)先經(jīng)過(guò)帶通濾波器濾除信道中的噪聲，限幅器用以消除接收信號(hào)的幅度變化。鑒頻器一般采用雙諧振回路的線性鑒頻器，如圖2-46(a)所示。每個(gè)諧振回路諧振于載頻近旁，經(jīng)分路檢波后輸出互相(h xing)差動(dòng)連接，其輸出為U1+U2，鑒頻特性如圖2-46(b)所示。55共九十四頁(yè)2.3.5 高效(o xio)帶寬調(diào)制

41、1. 正交幅度調(diào)制(1) 基本原理 正交幅度調(diào)制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)，又稱(chēng)正交雙邊帶調(diào)制。它是將兩路獨(dú)立的基帶波形分別對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，所得到的兩路已調(diào)信號(hào)疊加起來(lái)的過(guò)程。由于兩路已調(diào)信號(hào)頻譜正交，可以在同一頻帶內(nèi)并行傳輸兩路數(shù)據(jù)信息，因此(ync)其頻帶利用率和單邊帶相同。在QAM方式中，基帶信號(hào)可以是二電平，又可以為多電平的，若為多電平時(shí)，就構(gòu)成多進(jìn)制正交幅度調(diào)制（MQAM），其調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生和解調(diào)原理如圖2-47所示。56共九十四頁(yè)57共九十四頁(yè) 由于同相路的調(diào)制載波與正交路的調(diào)制載波相位相差，所以形成兩

42、路正交的功率頻譜，QAM信號(hào)的功率譜密度(md)如圖2-48所示（設(shè)同相路基帶形成采用余弦低通，正交路基帶形成采用正弦低通），兩路都是雙邊帶調(diào)制，而且兩路信號(hào)同處于一個(gè)頻段之中，可同時(shí)傳輸兩路信號(hào)，故頻帶利用率是雙邊帶調(diào)制的兩倍，即與單邊帶方式或基帶傳輸方式的頻帶利用率相同。58共九十四頁(yè)59共九十四頁(yè)(2) QAM信號(hào)星座圖 首先，以4QAM信號(hào)產(chǎn)生為例，其電路方框圖及信號(hào)的矢量表示見(jiàn)圖2-49(a)。 由圖2-49(a)所示抑制載頻雙邊帶調(diào)幅的信號(hào)的矢量表示可以看出，以未調(diào)載波的相位作為基準(zhǔn)相位或參考相位，對(duì)應(yīng)-l或+1信號(hào)的已調(diào)波信號(hào)相位相差。同步(tngb)路的“1”對(duì)應(yīng)于相位，“0”

43、則對(duì)應(yīng)于相位；而正交路的載波與同相路相差，則正交路的“1”對(duì)應(yīng)于相位，“0”對(duì)應(yīng)于相位。同相、正交兩路調(diào)制輸出經(jīng)合成電路合成，則輸出信號(hào)可有四種不同相位，可以用來(lái)表示一個(gè)(A，B)二元碼組。 (A，B)二元碼共有四種組合，即00，01，11，10。這四種組合所對(duì)應(yīng)的相位矢量關(guān)系如圖2-49(b)所示。圖中所示的對(duì)應(yīng)關(guān)系是按格雷碼規(guī)則變換的，這種變換的優(yōu)點(diǎn)是相鄰判決相位的碼組只有一個(gè)比特的差別，相位判決錯(cuò)誤時(shí)只造成一個(gè)比特的誤碼，所以這種變換有利降低傳輸誤碼率。 圖2-49(b)是4QAM信號(hào)的矢量表示，圖2-49(c)為QAM信號(hào)的星座表示。對(duì)前述討論的4QAM方式是同相路和正交路分別傳送的是

44、二電平碼的情況。如果采用2/L電平變換，則兩路用于調(diào)制的信號(hào)為L(zhǎng)電平基帶信號(hào)，這樣就能更進(jìn)一步提高頻帶利用率。例如，采用四電平基帶信號(hào)，每路在星座上有4個(gè)點(diǎn)，于是4416，組成16個(gè)點(diǎn)的星座圖，如圖2-50所示。這種正交調(diào)幅稱(chēng)為16QAM。同理，如果兩路采用八電平基帶信號(hào)，可得64點(diǎn)星座圖，稱(chēng)為64QAM，更進(jìn)一步還有256QAM等。由前述對(duì)應(yīng)的數(shù)值可知，MQAM的每路電平數(shù)為。60共九十四頁(yè)61共九十四頁(yè)62共九十四頁(yè)2. 偏移正交相移調(diào)制 偏移（交錯(cuò)）正交相移調(diào)制（OQPSK）是對(duì)四相調(diào)相（QPSK）的改進(jìn)。在2.3.3中介紹了使用(shyng)兩路正交的2PSK信號(hào)產(chǎn)生QPSK，其中兩個(gè)

45、支路的基帶波形在時(shí)間上是同步的，如圖2-51給出了QPSK調(diào)制的一組數(shù)據(jù)信號(hào)波形表示。63共九十四頁(yè) 圖2-51表示的是用于調(diào)制的雙極性基帶數(shù)據(jù)信號(hào)（圖(a)所示），經(jīng)過(guò)串/并變換，成為兩路數(shù)據(jù)流（圖(b)和(c)所示），其中原始基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的碼元間隔為T(mén)，而分成兩路后，每一路的碼元間隔為2T。對(duì)于QPSK來(lái)說(shuō)，兩路的基帶波形是對(duì)齊的，分別進(jìn)行2PSK調(diào)制，載波相位每隔2T改變一次。如果某一個(gè)2T間隔內(nèi)，兩路數(shù)據(jù)同時(shí)改變相位，則會(huì)產(chǎn)生的載波相位改變，這會(huì)使信號(hào)通過(guò)帶通濾波器（帶限信道）后，產(chǎn)生的波形不再是恒包絡(luò)（甚至瞬間會(huì)變?yōu)?）。這種信號(hào)通過(guò)采用非線性放大器（例如微波中繼和衛(wèi)星通信）的信道后

46、，使已經(jīng)濾除的帶外分量又被恢復(fù)(huf)出來(lái)，導(dǎo)致頻譜擴(kuò)展，對(duì)相鄰波道產(chǎn)生干擾。 圖2-52所示為OQPSK調(diào)制的數(shù)據(jù)信號(hào)波形表示，其中也包括串/并變換和正交調(diào)制，但是與QPSK不同的是兩路基帶波形有了T/2，即半個(gè)碼元間隔的偏移（Offset），這使得任何T內(nèi)的相位跳變只能是和。濾波后的OQPSK信號(hào)的包絡(luò)不會(huì)過(guò)零點(diǎn)，當(dāng)通過(guò)非線性器件時(shí)，產(chǎn)生的包絡(luò)波動(dòng)小。因此，在非線性系統(tǒng)中，OQPSK比QPSK的性能優(yōu)越。64共九十四頁(yè)65共九十四頁(yè)66共九十四頁(yè)(2) 高斯最小頻移鍵控調(diào)制 高斯最小頻移鍵控（GMSK）是MSK的改進(jìn)，它在MSK調(diào)制器前加入一個(gè)高斯低通濾波器，即基帶信號(hào)首先形成為高斯形脈

47、沖，然后再進(jìn)行MSK調(diào)制。 由MSK調(diào)制的討論中可以看出，MSK調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是具有恒包絡(luò)和主瓣外衰減快的特性，而GMSK不但具有MSK的這些優(yōu)點(diǎn)，而且具有更好的頻譜和功率特性。即經(jīng)過(guò)(jnggu)高斯低通濾波器成形后的高斯脈沖包絡(luò)無(wú)陡峭邊沿，亦無(wú)拐點(diǎn)，特別適用于功率受限和信道存在非線性、衰落以及多普勒頻移的移動(dòng)通信系統(tǒng)。 GMSK在MSK的基礎(chǔ)上得到更平滑的相位路徑，但誤比特率性能不如MSK。67共九十四頁(yè)2.3.6 數(shù)字調(diào)制中的載波(zib)提取和形成1. 直接法 從接收的己調(diào)信號(hào)中提取相干載波，首先要考慮的問(wèn)題是接收的已調(diào)信號(hào)中是否含有載頻分量。如果(rgu)接收的己調(diào)信號(hào)中含有載頻分量，就

48、可以直接通過(guò)窄帶濾波器或鎖相環(huán)提取。 在數(shù)據(jù)傳輸中，因?yàn)檩d頻分量本身不負(fù)載信息，所以多數(shù)調(diào)制方式中都采用抑制載頻分量的方式，即已調(diào)信號(hào)中不直接含有載頻分量，這時(shí)無(wú)法直接從接收信號(hào)中提取載波的頻率和相位信息。但是對(duì)于某些信號(hào)，如2PSK、QAM等，只要對(duì)接收信號(hào)波形進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆蔷€性處理，就可以使處理后的信號(hào)中含有載波的頻率和相位信息，然后通過(guò)窄帶濾波器或鎖相環(huán)獲得相干載波。68共九十四頁(yè) 利用這種方法提取的載波，頻率能完全跟蹤發(fā)送載頻，而且由于直接處理接收信號(hào)，包括由信道引入的頻率偏移在內(nèi)的各種頻率變化也能很好的跟蹤，這是一種比較簡(jiǎn)單而又可靠的方法。這種方法的主要缺點(diǎn)是由于二分頻電路輸出的頻率為

49、載波頻率信號(hào)存在和的相位不定性，用這樣的相干載波進(jìn)行解調(diào)就會(huì)存在“1”和“0”反相的問(wèn)題。為了克服這一缺點(diǎn)，在傳輸中可以(ky)采用相對(duì)碼變換技術(shù)，如DPSK方式。 接收信號(hào)幅度波動(dòng)和接收信號(hào)瞬時(shí)中斷，會(huì)所造成提取的相干載波的頻率和相位不穩(wěn)定，也會(huì)引起相干載波的相位抖動(dòng)，這時(shí)多采用鎖相環(huán)的方式，如圖2-57所示。69共九十四頁(yè)2. 插入導(dǎo)頻法 在某些情況下可能無(wú)法從接收的己調(diào)信號(hào)中獲取所需要的相干載波的頻率和相位信息，這時(shí)，只能(zh nn)利用發(fā)送端加入的特殊導(dǎo)頻來(lái)取得載波的信息。所謂插入導(dǎo)頻，就是在已調(diào)信號(hào)頻譜中額外地加入一個(gè)低功率的載頻或與其有關(guān)的頻率的線譜，其對(duì)應(yīng)的正弦波就稱(chēng)為導(dǎo)頻信號(hào)

50、。在接收端利用窄帶濾波器把它提取出來(lái)，經(jīng)過(guò)適當(dāng)?shù)奶幚恚珂i相、變頻、形成等，即可獲得接收端的相干載波。70共九十四頁(yè)2.3.7 數(shù)字信號(hào)的最佳(zu ji)接收1. 最佳接收的概念 通信系統(tǒng)中信道特性的不理想及信道噪聲的存在，會(huì)直接影響接收系統(tǒng)的性能，而一個(gè)通信系統(tǒng)的質(zhì)量?jī)?yōu)劣在很大程度上取決于接收系統(tǒng)的性能。因此把接收問(wèn)題作為研究對(duì)象，研究在噪聲條件下如何最好地提取有用信號(hào)，且在某個(gè)準(zhǔn)則下構(gòu)成最佳接收機(jī)，使接收性能達(dá)到最佳，這就是通信理論中十分重要的最佳接收。 最佳接收是從提高接收機(jī)性能角度出發(fā)，研究在輸入相同信噪比的條件下，如何使接收機(jī)最佳地完成接收信號(hào)的任務(wù)。因此要研究最佳接收機(jī)的原理，討

51、論它們?cè)诶碚撋系淖罴研阅埽⑴c現(xiàn)有各種( zhn)接收方法比較。這里“最佳”或“最好”并不是一個(gè)絕對(duì)的概念，而是在相對(duì)意義上說(shuō)的，使之在某一個(gè)“標(biāo)準(zhǔn)”或“準(zhǔn)則”下是最佳，而對(duì)其他條件下，不同的準(zhǔn)則也可能是等效的。數(shù)字通信中常用的“最佳”準(zhǔn)則是指最小差錯(cuò)概率準(zhǔn)則、最小均方誤差準(zhǔn)則、最大輸出信噪比準(zhǔn)則等。71共九十四頁(yè)72共九十四頁(yè)73共九十四頁(yè)74共九十四頁(yè)75共九十四頁(yè)76共九十四頁(yè)77共九十四頁(yè)78共九十四頁(yè)79共九十四頁(yè)2.3.8 數(shù)字(shz)調(diào)制系統(tǒng)的比較80共九十四頁(yè)81共九十四頁(yè)3. 設(shè)備的復(fù)雜性 除了頻帶利用率、誤碼性能，設(shè)備的復(fù)雜性也是一個(gè)重要(zhngyo)因素，圖2-61給

52、出了各種數(shù)字調(diào)制設(shè)備復(fù)雜性的比較。82共九十四頁(yè)2.4 數(shù)據(jù)信號(hào)的數(shù)字傳輸2.4.1 數(shù)據(jù)信號(hào)數(shù)字傳輸?shù)母拍罴疤攸c(diǎn) 在數(shù)字信道中傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)稱(chēng)為數(shù)據(jù)信號(hào)的數(shù)字傳輸，簡(jiǎn)稱(chēng)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸。所謂數(shù)字信道是指?jìng)鬏敃r(shí)分制PCM信號(hào)所構(gòu)成的信道，每路語(yǔ)音信號(hào)的經(jīng)PCM處理后的編碼速率是64kbit/s，多路合成后變成更高速率的數(shù)字信號(hào)后可經(jīng)各種傳輸系統(tǒng)傳輸。 采用數(shù)字信道來(lái)傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)與采用模擬信道的傳輸方式相比，主要有下述兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)： 傳輸質(zhì)量高。由于數(shù)據(jù)信號(hào)本身就是數(shù)字信號(hào)，直接或經(jīng)過(guò)復(fù)用即可在數(shù)字信道上傳輸，無(wú)需經(jīng)過(guò)頻帶Modem的調(diào)制和解調(diào)；傳輸距離較長(zhǎng)時(shí)，數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸?shù)姆绞娇梢酝ㄟ^(guò)再生中繼器使信道中

53、引入的噪聲(zoshng)和信號(hào)失真不發(fā)生累積，這都將導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸質(zhì)量的大大提高。 信道傳輸速率高。一個(gè)PCM數(shù)字話路的數(shù)據(jù)傳輸速率為64kbit/s的數(shù)據(jù)，較低速率的數(shù)據(jù)可通過(guò)時(shí)分復(fù)用方式復(fù)用到64kbit/s，這比早期在模擬話路上采用調(diào)制解調(diào)技術(shù)的傳輸速率高；另外，可以利用PCM30/32的幾個(gè)時(shí)隙（速率為n64kbit/s）、整個(gè)基群（速率為2048kbit/s）等傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)，達(dá)到更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。83共九十四頁(yè)2.4.2 數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)(shxin)方式 要實(shí)現(xiàn)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸，雖然不需要模/數(shù)轉(zhuǎn)換，但是要解決數(shù)據(jù)信號(hào)如何接入數(shù)字信道的問(wèn)題(wnt)，下面簡(jiǎn)單討論同步方式和異步方式

54、。1同步方式 這里的“同步”是指數(shù)據(jù)終端設(shè)備DTE發(fā)出的數(shù)據(jù)信號(hào)和待接入的PCM信道的時(shí)鐘是相互同步的，即DTE發(fā)出的數(shù)據(jù)信號(hào)在速率和時(shí)間上都受到PCM信道的時(shí)鐘控制，如圖2-62所示。 采用這種方式可實(shí)現(xiàn)同步時(shí)分復(fù)用，能充分利用PCM信道的傳輸容量。同步傳輸方式的缺點(diǎn)是，由于所有的DTE都處于受控從屬地位，數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的靈活性較差。84共九十四頁(yè)2異步方式 如果DTE發(fā)出數(shù)據(jù)信號(hào)的時(shí)鐘與PCM信道時(shí)鐘是非同步的，即沒(méi)有相互控制關(guān)系，則稱(chēng)為異步方式。異步傳輸方式又可以分為代碼變換和脈沖塞入兩類(lèi)，其中代碼變換方式還可以分為取樣法、游標(biāo)法和雙模法，其中取樣法如圖2-63所示。 異步傳輸方式實(shí)現(xiàn)較簡(jiǎn)

55、單(jindn)、靈活，但傳輸效率較低，不能充分利用PCM信道的傳輸容量，并會(huì)使傳輸信號(hào)有較大的時(shí)間抖動(dòng)。85共九十四頁(yè)2.4.3 數(shù)字(shz)數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r(shí)分復(fù)用1. 時(shí)分復(fù)用的概念 數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸中的時(shí)分復(fù)用就是將多個(gè)低速(d s)的數(shù)據(jù)流合并成高速的數(shù)據(jù)流，而后在一條信道上傳輸。即如果數(shù)據(jù)終端產(chǎn)生的是低速(d s)數(shù)據(jù)信號(hào)（9.6kbit/s或以下），需要將幾路低速(d s)數(shù)據(jù)信號(hào)合成一個(gè)的信號(hào)再在數(shù)字信道內(nèi)傳輸。 時(shí)分復(fù)用的具體方法如圖2-64所示。將被復(fù)用數(shù)據(jù)信道上的比特或字符交錯(cuò)排列，然后以高速送到集合數(shù)字信道上。在對(duì)端的復(fù)用器，從集合信道上將高速數(shù)據(jù)流分割成比特或字符送到相應(yīng)的低

56、速數(shù)據(jù)信道上去。 圖2-64的兩端可看成是同步旋轉(zhuǎn)的開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)的每個(gè)接點(diǎn)與一低速信道相連。在發(fā)送端，當(dāng)開(kāi)關(guān)的接點(diǎn)旋轉(zhuǎn)到某一個(gè)低速信道時(shí)，就將該接點(diǎn)所連信道上的數(shù)據(jù)取樣出來(lái)，并送到集合信道上去。接收端的旋轉(zhuǎn)開(kāi)關(guān)與發(fā)送端的旋轉(zhuǎn)開(kāi)關(guān)完全同步旋轉(zhuǎn)，并保證起始點(diǎn)相同，于是把集合信道上的高速數(shù)據(jù)流分路到相應(yīng)的低速數(shù)據(jù)信道上去。86共九十四頁(yè)2. 時(shí)分復(fù)用的方式(1) 比特交織和字符交織 根據(jù)圖2-64的旋轉(zhuǎn)開(kāi)關(guān)在低速信道上停留時(shí)間的長(zhǎng)短，可以把時(shí)分復(fù)用分為比特交織和字符交織兩種方式。 比特交織復(fù)用(f yn)又稱(chēng)按位復(fù)用(f yn)。在高速數(shù)據(jù)信號(hào)集合幀里，每一個(gè)時(shí)隙只傳送一個(gè)低速信道的1個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，相當(dāng)

57、于圖2-64中旋轉(zhuǎn)開(kāi)關(guān)的接點(diǎn)在每一個(gè)低速信道上僅停留1個(gè)比特的持續(xù)時(shí)間。 字符交織復(fù)用又稱(chēng)按字復(fù)用。在高速數(shù)據(jù)信號(hào)集合幀里，每次傳送一個(gè)低速信道的一個(gè)字符（其長(zhǎng)度視字符結(jié)構(gòu)而定），即相當(dāng)于圖2-64中旋轉(zhuǎn)開(kāi)關(guān)的接點(diǎn)在每一個(gè)低速信道上停留1個(gè)字符的持續(xù)時(shí)間。(2) 速率適配 速率適配又稱(chēng)速度適配，它是把輸入時(shí)分復(fù)用器的不等時(shí)的數(shù)據(jù)信號(hào)變?yōu)榈葧r(shí)的數(shù)字信號(hào)，而該等時(shí)的數(shù)字信號(hào)的時(shí)鐘與時(shí)分復(fù)用器的時(shí)鐘同步。各低速信道輸入的數(shù)據(jù)信號(hào)先經(jīng)過(guò)各自的速率適配器，然后在時(shí)分復(fù)用器中合并成集合信道的髙速數(shù)據(jù)流，如圖2-65所示。87共九十四頁(yè)(3) X.50和X.51建議 在數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸中，CCITT(現(xiàn)為ITU-T