小功率電力電子器件的具體應用和技術開發(fā)

1、小功率電力電子器件的具體應用和技術開發(fā)6.1.1 小功率白熾燈調光電路小功率白熾燈調光電路通常采用由普通晶閘管、雙向晶閘管和觸發(fā)二極管組成的交流調壓電路，電路的負載一般為普通的白熾燈。 調光電路的工作原理可以通過圖6-1（a）分析說明。 圖6-1a雙向晶閘管小功率白熾燈調光電路 6.1.2 固態(tài)交流開關固態(tài)交流開關是一種無觸點通斷組件，一般采用雙向晶閘管作為負載電流控制開關。根據(jù)控制容量的不同，也將其稱為固態(tài)繼電器（Solid State Relay， 簡稱SSR）和固態(tài)接觸器(Solid State Contactor， 簡稱SSC)。 固態(tài)交流開關分為非零壓型開關和零壓型開關， 典型電路分

2、別如圖6-2、圖6-3所示。 圖6-2 非零壓型開關 圖6-3所示的零壓固態(tài)交流開關中，當控制輸入電壓VIN大于一定幅值后，4N25中的光敏三極管導通，迫使V1截止，從而由R5提供觸發(fā)電流，有可能使普通晶閘管VT1導通。但是，VT1的導通還取決于V2是否截止。V2的截止由R3、R4的分壓決定，適當選擇R3、R4的阻值，使V2在交流電壓波形接近于過零點時截止， 其余時刻導通，即可保證VT1、VT2在交流電壓過零點觸發(fā)，構成零壓固態(tài)交流開關。 圖6-3 零壓型開關 6.1.3 小功率電力電子器件的技術開發(fā) 兩線制小功率晶閘管電子開關已廣泛應用于各種照明裝置的控制。這種電路的特點是采用阻容降壓形式為

3、觸發(fā)電路供電。 因此，為保證控制電路的正常工作，無論電子開關是否導通， 阻容元件上都將存在著功耗，特別是對于大容量電子開關，這一缺點顯得尤為突出。 圖6-4給出了一種兩線制節(jié)能電子開關，其特點是利用雙向晶閘管VT1的漏電流、關斷狀態(tài)指示電路及雙向晶閘管多象限觸發(fā)的特點實現(xiàn)微功耗供電，以求在提供最大的觸發(fā)功率的前提下保持最小的靜態(tài)功耗。 圖6-4 兩線制節(jié)能電子開關 兩線制節(jié)能電子開關的核心是雙向晶閘管VT1，利用VT1的導通、關斷可以實現(xiàn)對負載的開關控制，而VT1的觸發(fā)能量則是由蓄能電容提供的。電路工作原理可以描述為：當節(jié)能電子開關關斷時，通過指示電路R1、LED及VT1的漏電流向蓄能電容C1

4、充電，此時，如果控制電路輸出觸發(fā)信號，則控制三極管V1導通，蓄能電容C1將通過VT1的觸發(fā)PN結、限流電阻R2和控制三極管V1形成放電回路。如果C1上積蓄的能量足夠大，能夠維持電流的流通時間大于VT1的觸發(fā)開通時間，則可保證VT1的可靠觸發(fā)。一旦電子開關導通后，C1的充電將由主回路電流直接提供，其供電能力將不受限制。另外，并聯(lián)在C1兩端的穩(wěn)壓二極管V3主要用于限壓，同時V3兩端的電壓也可用于向控制電路提供工作電源V+。電路中的二極管VD1、VD2相對C1起單向充電作用， 而對于主回路則可保證交流導通。 圖6-5 兩線制功率擴展電子節(jié)能開關 6.2 電力電子器件的綜合應用 圖6-6 中頻感應加熱

5、電源主回路原理簡圖 6.2.1 整流觸發(fā)工作原理 在中頻感應加熱電源中通常使用數(shù)字式整流觸發(fā)電路。 其結構特點是將計數(shù)器電路的計數(shù)脈沖溢出作為觸發(fā)信號， 而觸發(fā)信號的相移則是由改變計數(shù)脈沖的頻率來完成的。數(shù)字式整流觸發(fā)電路的基本工作原理如圖6-7所示。 圖6-7 整流觸發(fā)電路原理框圖 1. 同步信號產(chǎn)生電路 同步信號產(chǎn)生電路如圖6-8所示，該電路由同步過零檢測和邏輯輸出電路兩部分組成。其中同步過零檢測電路以隔離光耦O1O6為核心配合相間限流電阻和平衡電容組成；邏輯輸出電路主要包括或非門IC2BIC2D、IC7BIC7D、IC11BIC11D。 圖6-8 同步信號產(chǎn)生電路 同步信號產(chǎn)生電路的工作

6、原理為： 當兩相輸入電壓相等時，有兩個光耦的發(fā)光二極管同時截止，檢測出過零信號。在過零信號的作用期間，對應兩只光耦的輸出三極管截止，并從集電極輸出高電平。高電平信號被送入邏輯輸出電路，分別經(jīng)過輸入端并聯(lián)的“或非門”IC2C、IC2D、IC7C、IC7D、IC11C、C11D輸出低電平信號，每兩路低電平信號同時加在下一級“或非門”的輸入端，迫使其輸出為高電平。由于過零點只能夠持續(xù)短暫的時間，因此本級輸出實際為正向脈沖，利用這一正向脈沖可以作為脈沖發(fā)生計數(shù)器的復位信號，即脈沖計數(shù)的起點。另外，當兩相輸入電壓之間存在電壓差時，兩相間反向并接的光耦發(fā)光二極管中有一只導通，對應光耦的輸出三極管輸出低電平

7、。此低電平經(jīng)過下一級輸入端并聯(lián)的“或非門”IC2B、IC7B、IC11B，以高電平的形式輸出，作為通道允許開放信號， 用于脈沖通道選擇控制。 2. 脈沖發(fā)生計數(shù)器電路 脈沖發(fā)生計數(shù)器電路如圖6-9所示，電路由可編程計數(shù)器IC3、IC8、IC12組成。 圖6-9 脈沖發(fā)生計數(shù)器電路圖中，輸入信號來自V/F電路，為頻率可變的脈沖信號。 該信號作為可編程計數(shù)脈沖，經(jīng)由IN1端加入可編程計數(shù)器。 起始計數(shù)控制信號來自同步信號產(chǎn)生電路輸出端“或非門”送來的復位脈沖，有效計數(shù)延時起始于復位脈沖之后，并在計數(shù)溢出后輸出整流晶閘管的導通角控制信號。圖中的可編程計數(shù)器選用CD4536芯片， 計數(shù)溢出設置由芯片的

8、A、B、C、D及8 BYP引腳的高低電平組合實現(xiàn)，設定方法參見表 6-1。按照參考電路附圖A中的接線方式可以看出，DCBA對應的高低電平組合為“1000”，其分頻鏈譯碼級數(shù)為9，即在二進制數(shù)的第9位溢出， 或理解為計滿256個脈沖后溢出。另外，在設計中考慮到裝置出現(xiàn)故障時應能夠及時切斷觸發(fā)脈沖進行保護，控制電路將所有故障匯總形成故障關斷信號加在各路可編程計數(shù)器的OINH端， 用于故障時切斷輸出。 表 6-1 CD4536譯碼輸出選擇表 3. 脈沖通道選擇及整形放大電路 圖6-10給出了兩路脈沖通道選擇及整形電路，完整的電路共有6路（參見電路附圖）。其中脈沖通道選擇部分由NE556時基電路IC1

9、A、IC1B、IC6A、IC6B、IC10A、IC10B及“或非門”電路IC2A、IC7A、IC11A組成；脈沖整形放大電路由驅動三極管V1V6及脈沖觸發(fā)變壓器T1T6組成，考慮到適應不同的觸發(fā)功率，采用了大功率驅動三極管，型號為TIP41C。 圖6-10 兩路脈沖通道選擇及整形放大電路 圖6-11 整形放大電路輸出觸發(fā)信號波形 4. V/F壓頻轉換電路 在中頻感應加熱裝置中，整流輸出電壓的大小是通過調節(jié)裝置面板上的調功電位器完成的，調功電位器中心活動端的電壓分壓值的變化對應整流橋路中晶閘管的不同導通相位角的改變。在數(shù)字式整流觸發(fā)電路中，改變導通相角的方法是改變進入脈沖計數(shù)器的信號頻率。因此，

10、在輸入調節(jié)電壓和脈沖計數(shù)器之間必須進行信號形式轉換，這一轉換過程由V/F壓頻轉換電路完成。壓頻轉換電路有多種形式，在電路附圖中使用的是一種以1/2 NE556時基電路、PNP三極管及附屬元件共同組成的壓控振蕩器電路。 其電路原理如圖6-12 所示。 圖6-12 V/F壓頻轉換電路 6.2.2 逆變控制電路工作原理 逆變控制電路原理圖如圖6-13所示。電路由CD4046鎖相環(huán)IC23、LM324四運算放大器IC19AIC19D、LM339四比較器IC22B IC22D、CD4066四模擬開關IC21A、IC21B、IC21D等元件組成。 圖6-13 逆變控制電路原理圖 逆變控制電路的功能相當于一

11、個掃頻信號發(fā)生器電路， 當掃頻信號與逆變諧振槽路（參見圖6-6LC諧振回路）的振蕩頻率一致時， 實現(xiàn)信號相位的同步鎖定，達到跟蹤諧振槽路頻率變化的目的。其工作原理可概括如下： 逆變控制電路的核心是鎖相環(huán)電路CD4046，其內部結構如圖6-14所示，主要由相位比較器、相位比較器、壓控振蕩器VCO及源極跟隨器組成。在逆變控制電路中，利用其中的壓控振蕩器作為掃頻信號發(fā)生源，相位比較器用于中頻電壓反饋信號和掃頻信號之間的鎖相比較。 圖6-14 CD4046鎖相環(huán)芯片內部結構 1. 掃頻電壓發(fā)生部分 掃頻電壓的發(fā)生起始于由運放IC19C與C59、RW6及D68組成的積分電路。由于運放IC19C的反相端連

12、接在電位器RW6的活動端， 當控制電路的電源接通時，首先，RW6的活動端會出現(xiàn)一個大于零的分壓，相當于在積分電路的輸入端加入一個電壓階躍信號， 其輸出電壓由高向低按照積分規(guī)律變化。其中，在開關二極管D68的陽極端電位高于陰極端電位期間，經(jīng)D68輸出一個正向脈沖信號，脈沖高電平的持續(xù)時間由積分電路的積分時間常數(shù)決定。 掃頻電壓發(fā)生部分的核心電路由運放IC19B與R118、R119、R122、R123及C53等元件組成，其功能相當于一個掃頻電壓發(fā)生器， 具有比例積分（PI）的輸出特性。電路在運放IC19C輸出高電平脈沖的作用下，輸出端也會產(chǎn)生一個先高后低按積分規(guī)律變化的電壓。與前述電路不同的是，由

13、于C53容量較大，電壓下降速率較緩且線性較好，下降電壓持續(xù)時間在輸入高電平脈沖下跳沿結束。同時，由于輸入信號反極性變化，IC19B的輸出端電壓極性也會出現(xiàn)反轉升高，導致運放IC19C同相輸入端電位上升， 結束一次掃頻。掃頻電壓發(fā)生電路的輸出加在IC23鎖相環(huán)芯片的9腳VCOIN端，按照電壓由高向低線性變化的趨勢，IC23的4腳VOUT端將會輸出由高向低變化的頻率信號。 2. 頻率鎖定部分 頻率鎖定電路包括IC23鎖相環(huán)芯片，模擬切換開關IC21A、 IC21B、IC21D，比較器IC22BIC22D，中頻變壓器T7及相關元件。 當IC23鎖相環(huán)芯片的4腳VOUT端輸出的掃頻信號觸發(fā)逆變橋路晶閘

14、管時，中頻負載諧振槽路便會得到交變信號，該信號如果與槽路固有諧振頻率一致，將會產(chǎn)生諧振而獲得最大電壓振幅。 中頻諧振槽路產(chǎn)生的交變電壓可以通過中頻降壓變壓器T7的原邊感應到副邊，感應信號經(jīng)二極管VD101、VD102限幅，和電阻R138、電容C72、C74濾波后送入比較器IC22B的輸入端。比較器IC22B的輸出即為鎖相環(huán)芯片IC23的14腳AIN端的反饋輸入信號， 一旦得到反饋信號，鎖相環(huán)便跟蹤進入鎖定狀態(tài)，其內部相位比較器在2腳PCI端產(chǎn)生輸出電壓。該輸出電壓使得模擬開關IC21A、IC21B、IC21D產(chǎn)生狀態(tài)切換，進入自動閉環(huán)相位調節(jié)狀態(tài)。 同時，掃頻工作終止。上述轉換的結果是：鎖相環(huán)

15、內部壓控振蕩器VCO的振蕩頻率與反饋信號鎖定，并在相位上稍有超前， 從而使中頻振蕩頻率趨于穩(wěn)定。 3. 啟動檢測部分 啟動檢測部分包括啟動成功檢測電路和啟動失敗檢測電路。 啟動成功檢測電路由運放IC19A、電阻R121、R117、R116及啟動指示發(fā)光二極管DPP等元件組成，當頻率鎖定成功后，模擬開關IC21A、IC21B導通和IC21D截止，IC19A反相輸入端的電位降低，輸出電位升高。啟動成功的標志是啟動指示發(fā)光二極管DPP停止發(fā)光，并從R117、R116的分壓點輸出約為2/3VCC的高電平，該高電位作為允許給定功率調節(jié)的控制信號。啟動失敗檢測電路由運放IC19D、電阻R124、R115及

16、電源指示發(fā)光二極管Dpw等元件組成。其中電源指示發(fā)光二極管Dpw也是掃頻輸出電路IC19B和啟動成功檢測電路IC19A偏置電路的一部分，它為IC19D的同相輸入端提供約1.5 V左右的參考電位， 同時也兼有電源指示的作用。當掃頻鎖相失敗，即掃頻電壓由高向低變化最終無法檢測到中頻反饋信號時，IC19D的反相輸入端的電位將會降至低于同相輸入端的電位，此時IC19D輸出變高, 形成啟動失敗信號，該信號通過運放IC9A的控制來禁止給定功率調節(jié)的控制信號輸入。 4. 自動重復啟動電路 在掃描電路的控制下，若一次啟動不成功，則鎖相掃頻電路會進行自動重復啟動，再由最高頻率向下重新掃描，直至啟動成功為止。 重

17、復啟動的周期約為0.5 s左右，完成一次啟動到滿功率運行的時間不超過1 s。自動重復啟動電路如圖6-15所示，由時基電路IC9A，二極管VD40、VD41，電容C24、C22、C43及R42組成。其中，時基電路是這部分的核心， 仍采用NE556芯片。 該電路的工作原理如下： 通常情況下，即沒有出現(xiàn)啟動失敗時，IC9A的Q端高為電平， 通過二極管VD41、電容C22得以充電， 其左端電位升高，最終由二極管VD40限制在接近于VCC的電壓內。由于C22左端直接與IC9A的TR腳相連，顯然TR腳的電位將高于1/3的VCC。在上述條件下，如果出現(xiàn)來自IC19D的啟動失敗信號， 信號就會送到IC9A的T

18、HR端，使得時基電路觸發(fā)反轉，造成IC9A的DIS端導通，Q輸出低電平。上述狀態(tài)的結果是，使給定功率調節(jié)信號短路，無法繼續(xù)啟動，同時Q端輸出低電平，C22通過R42放電，直至IC9A的TR端低于1/3的VCC后， 返回時基電路的原始狀態(tài)，才允許再次配合掃頻啟動。 圖6-15 自動重復啟動電路 6.2.3 閉環(huán)控制調節(jié)器工作原理 1. 電壓閉環(huán)調節(jié)部分 電壓閉環(huán)調節(jié)部分位于雙閉環(huán)調節(jié)系統(tǒng)的外環(huán)，包括比例積分調節(jié)器、輸出信號鉗位限幅電路、電壓閉環(huán)自動投入電路以及電壓開環(huán)測試開關DIP-3。其中，電壓調節(jié)器的電路原理如圖6-16所示。 圖6-16 中頻電壓調節(jié)器 1） 比例積分調節(jié)器 比例積分調節(jié)器

19、是這部分電路的核心，電路由IC13A1/4四運算放大器LM324，二極管D45，電阻R37、R52、R61、R62、R135， 電容C32、C37、C38及撥動開關DIP-3等元件組成。其中， 來自調功電位器的信號經(jīng)電阻R61、R60分壓后加在運放IC13A的同相輸入端， 作為給定參考電位。中頻電壓反饋信號（取至電路附圖中W1）經(jīng)電阻R37、R52加在運放IC13A的反相輸入端，作為反饋檢測信號。并接在兩輸入端的電容C32、C37與R37、R61組合起著退耦或濾波作用，二極管VD45可以用于對中頻反饋信號進行限幅鉗位。 如果不考慮信號的輸入內阻，則電路中PI調節(jié)特性的比例常數(shù)、 積分常數(shù)主要由

20、電阻R37、R52、R62及電容C38決定。電壓調節(jié)器的輸出電路由電阻R56、R57、R58、R84，電容C33和二極管VD46組成。其中R56是負載電阻，取自R56上的調節(jié)輸出電壓經(jīng)電阻R57、R58、電容C33及二極管VD46組成耦合電路與電流調節(jié)器相接， 經(jīng)電阻R84去阻抗調節(jié)器。 2） 電壓閉環(huán)自動投入電路 針對不同幅值的中頻電壓反饋信號，電壓調節(jié)器的處理形式有所不同，為此專門設置了電壓閉環(huán)自動投入電路。電路可以根據(jù)中頻電壓反饋信號的大小進行自動切換，對應小信號時電壓調節(jié)部分主要呈現(xiàn)比例放大作用，只有在正常運行時才將比例積分作用接入。閉環(huán)自動投入電路由1/4四運算放大器IC13C、1/

21、4四模擬開關IC21C、發(fā)光二極管Dvl、電阻R53、R54、R55、 R139等元件組成，電路接成比較器形式。在電路中，IC13C的同相端接R55、R139的分壓，用作比較參考電壓，R54為正反饋電阻，當IC13C的反相端為小信號， 即低于同相端電位時，IC13C輸出為高，模擬開關IC21C導通，積分電容C38被短路；反之，模擬開關IC21C斷開，積分電容C38被接入。上述動作完成了電壓調節(jié)器由比例特性向比例積分特性轉換的過程，調節(jié)器的轉換狀態(tài)由發(fā)光二極管Dvl進行指示。 3） 速率限定及允許投入電路 輸出信號鉗位限幅電路用于限制手動給定信號的上升速度， 當調節(jié)上升過快時限制比例積分調節(jié)器的

22、輸出電壓，從而使整流輸出電壓也受到限制。除此功能之外，信號鉗位限幅電路還可以接受中頻電路重復啟動電路的控制，在掃頻工作期間保證可靠的零壓啟動。輸出信號鉗位限幅電路由IC13D1/4四運算放大器LM324、二極管VD47等元件組成。其中同相輸入端與比例積分調節(jié)器的輸出連接，當比例積分調節(jié)器的差動輸入信號過大時電路翻轉， 二極管VD47導通， 拉低給定信號。 4） 故障及重復啟動控制端 根據(jù)中頻電源保護的需要，電壓調節(jié)器的給定輸入端和調節(jié)輸出端還設置了保護措施。其控制方法是：在中頻電源未啟動成功或正在準備啟動的過程中封鎖給定輸入，不允許功率調節(jié)上升；在中頻電源系統(tǒng)出現(xiàn)各種故障保護時，封鎖電壓調節(jié)器

23、的輸出和下一級電流調節(jié)器的輸入，從而禁止電流調節(jié)器輸出， 最終封鎖整流觸發(fā)脈沖。 2. 電流閉環(huán)調節(jié)部分 雙閉環(huán)控制的內環(huán)采用電流PI 調節(jié)器，用于進行電流閉環(huán)自動調節(jié)，電路原理參見圖6-17。 閉環(huán)電流反饋信號取自串接在三相主回路中的交流互感器（為簡化電路，圖6-17中未畫出）。交流互感器信號經(jīng)二極管三相整流橋整流后分為三路， 分別作為電流調節(jié)器的反饋信號、阻抗調節(jié)器的反饋信號和電流保護信號。 圖6-17 電流調節(jié)器原理圖 3. 阻抗閉環(huán)調節(jié)部分阻抗調節(jié)器原理如圖6-18所示。該電路同樣采用運放構成的PI調節(jié)器，輸入信號仍是反饋電流與電壓調節(jié)器給定信號疊加后的差值，兩者的不同之處在于，阻抗調

24、節(jié)器用于調節(jié)逆變橋的引前角，間接達到恒功率輸出或提高功率因數(shù)。阻抗調節(jié)器由以IC17C為核心組成，電路中電阻R82、電容C47決定積分時間常數(shù)， 電阻R88、R95決定運放的直流工作點，R86為負載電阻。 阻抗調節(jié)器在電路正常運行中可能處于兩種狀態(tài)。一種是在中頻電壓上升較慢而反饋電流上升較快時，阻抗調節(jié)器的給定值小于反饋值，阻抗調節(jié)器輸出為高電平，二極管VD54截止，電路工作于限幅狀態(tài)， 并且對應為最小逆變角。 此時，可以認為阻抗調節(jié)器不起作用，系統(tǒng)完全是一個標準的電壓、電流雙閉環(huán)系統(tǒng)。另一種情況是，在中頻電壓已達到最大值，電流調節(jié)器開始限幅而不再起作用，電壓調節(jié)器輸出增加不能引起反饋電流的變

25、化時，則對于阻抗調節(jié)器而言， 相當于反饋電流信號值比給定信號值小。此時，阻抗調節(jié)器退出限幅進入調節(jié)狀態(tài)，隨即逆變角得到調節(jié)，中頻輸出電壓升高，反饋電流也隨之產(chǎn)生變化，最終達到新的平衡。在這種情況下，只有電壓調節(jié)器與阻抗調節(jié)器工作，使得逆變橋能夠在某一逆變角下穩(wěn)定地運行。 圖6-18 阻抗調節(jié)器原理圖 4. 最小引前角調節(jié)電路 圖6-19是最小引前角調節(jié)電路，電路由運放IC17D，二極管VD69、VD78，電阻R88、R95、R98、R99及電位器RW5等元件構成。 電路中IC17D工作于比較器形式，與二極管VD78配合，其作用相當于一個電子開關。 當調功電位器輸出的給定信號大于R88、 R95

26、分壓值時，IC17D輸出高電平，VD78截止，最小引前角調節(jié)器投入使用。另外，對應阻抗調節(jié)器電路及相關部分可以看出， 無論改變RW5或RW3對引前角進行調節(jié)，實質都是改變掃頻電壓發(fā)生部分的核心電路IC19B反相端的輸入電位（參考電路附圖）。 當最小引前角調節(jié)電路起作用時，調整RW5可以使IC19B反相端輸入的電位升高，經(jīng)IC19B反相后對應于壓控頻率的降低， 即逆變引前角的減小。反之，RW3的調整決定了逆變引前角的增大。 圖6-19 最小引前角調節(jié)電路原理圖 6.2.4 保護電路工作原理1） 交流進線缺相保護缺相保護電路用于檢測A、B、C三相進線供電是否正常， 如發(fā)現(xiàn)有一相電壓不能正常供電時，

27、驅動繼電器JR跳閘保護， 并點亮缺相指示發(fā)光二極管予以指示。交流缺相保護電路由IC14AIC14D四運放LM324、IC16B1/2時基電路NE556，缺相指示發(fā)光二極管，二極管VD48VD50、VD52，電阻R70R72、R78，電容C41、C45等元件組成，參見圖6-20。 圖6-20 缺相保護電路 2） 整流輸出過流保護過流保護電路用于檢測輸出電流是否超出極限，其電路原理參見圖6-21。當遇到負載過重或逆變失敗等原因造成過流時， 過流保護電路及時啟動繼電器JR，產(chǎn)生跳閘保護。 圖6-21 過流保護電路 3） 中頻輸出過壓保護 在中頻電壓出現(xiàn)異?；虺迺r，必須考慮對中頻逆變回路中的晶閘管功

28、率元件實施保護?？紤]到逆變回路的負載為電感線圈或補償電容，正常運行時有能量積蓄，如簡單采用切斷電源的方法能量將得不到釋放。因此，需要采用高頻觸發(fā)措施， 通過多次短暫通斷，以達到逐步釋放能量的目的。圖6-22為中頻輸出過壓保護電路原理圖。 圖6-22 中頻輸出過壓保護電路 4） 冷卻水故障保護 在大功率中頻電源裝置中，整流、逆變功率元件大多采用水冷形式。當發(fā)生冷卻水故障時必須停機，以避免功率器件過熱損壞。水故障的檢測包括水流、水壓兩個參數(shù)。通常，比較簡單的方法是利用水壓繼電器的開關特性檢測冷卻水的水壓是否低于某一設定壓力值，以此確定水壓故障。 水壓故障保護電路如圖6-23所示，電路由IC9B1/

29、2時基電路NE556、V7三極管、水壓正常指示發(fā)光二極管Dlp、水壓故障指示二極管Dwt、二極管VD38、穩(wěn)壓二極管V104等元件組成。水壓檢測信號來自水壓繼電器的常開控制觸點，水壓正常時觸點斷開， V7導通，IC9B的THR、TR端為低電位，對應Q端為高電位；DIS端截止，相當于對地斷開， 對控制電路無任何影響；當發(fā)生水壓降低故障時，水壓繼電器控制觸點閉合， V7由于基極電位被拉低而截止，對應V7集電極輸出端（即IC9B的THR、TR端）電位隨C22充電上升，接近VCC。與此同時，Q端變低，Dlp發(fā)光，表示水壓過低。同樣，以上過程也會使DIS端對地導通，最終帶動保護繼電器JR動作。在圖6-2

30、3中R38、R40、R41是V7的偏置電路， 考慮到水壓繼電器觸點閉合，Dwt導通時其陽極端電壓仍有1.5 V左右，所以R41、R38的分壓就顯得非常重要。此時，V7的基極電位應確保低于0.7 V，以保證V7可靠截止。另外，電路中的電容C21、C22主要起著抗干擾和防止電路誤動作的作用。 圖6-23 冷卻水故障保護電路 6.3 新型電力電子器件設計開發(fā)簡介 1) 電流型高壓變頻器 電流型高壓變頻器技術已相當成熟，可在四象限范圍內運行。由于采用了大平波電抗器和快速電流調節(jié)器，因此其特點是比較容易實現(xiàn)過保護。但是，使用在高壓工作條件下各功率器件的串聯(lián)連接存在均壓問題，此外還存在著輸入、輸出諧波成分

31、大等問題，使其應用受到一定的限制。電流型高壓變頻器的種類較多，目前主要采用串聯(lián)二極管式、輸出濾波器換向式、 負載換向式和GTOPWM式等。 2) 三電平電壓型變頻器 在PWM電壓型變頻器中，當輸出電壓較高時，為避免串聯(lián)器件的動態(tài)均壓問題，同時考慮到降低輸出諧波和du/dt, 逆變器電路部分可以采用三電平方式，即在零電平和最大輸出電平之間增加過渡電平，其值為最大輸出的1/2，這種方式也稱為中點鉗位方式（NeutralPoint Clamped， NPC）。三電平可以擴展到多電平，構成多電平電路，其原理與三電平大同小異， 由于輸出電壓的臺階數(shù)更多， 因此輸出電壓波形更好。 3) 單元串聯(lián)多電平電壓

32、型變頻器單元串聯(lián)多電平變頻器采用若干個低壓PWM變頻功率單元串聯(lián)的方式實現(xiàn)直接高壓輸出。該方案由美國羅賓康公司提出， 取名完美無諧波變頻器。 這種變頻器的另一優(yōu)點是對功率輸出器件要求較低，容易可靠地實現(xiàn)高壓輸出。 不同拓撲結構的高壓變頻器適用于不同的應用場合。如： 對于風機、水泵等不要求四象限運行的負載設備，單元串聯(lián)多電平變頻器在輸入輸出諧波、轉換效率及輸入功率因數(shù)等方面有著明顯的優(yōu)勢，應用前景廣闊；而對于軋機、卷揚機等要求四象限運行及較高動態(tài)性能的場合，應用雙PWM結構的三電平變頻器則比較合適。 6.3.1 單元串聯(lián)多電平高壓大功率變頻器的結構圖6-24給出了一種6 kV電壓疊加串聯(lián)多電平變

33、頻器示意圖。 這種方式的特點是，輸出的高電壓波形是通過若干功率單元的輸出串聯(lián)后疊加獲得的，其主要特點在于每個功率單元不必承受高壓， 可以選用低壓等級的功率器件。 圖6-25給出了采用IGBT器件組成的功率單元主回路結構， 所有功率單元的供電都來自移相變壓器的二次繞組。而且，移相變壓器對應每個功率單元都有一個獨立的二次繞組，并保持繞組相互間的電氣絕緣。變頻裝置的總輸出取自相鄰單元串聯(lián)疊加后獲得的電壓。為功率單元供電所使用的移相變壓器是一種帶有多個二次繞組的降壓變壓器，在二次側電網(wǎng)電壓經(jīng)過多重化移相處理，各繞組的輸出電壓都存在一定的相位差。這種做法的目的是增加整流輸出波頭，提高脈動頻率，減小諧波分

34、量。從功率單元結構上看， 變頻電路仍屬于三相輸入、單相輸出的交-直-交PWM電壓型逆變器的結構。另外，從單元串聯(lián)的方式可以看出，單元的電壓等級和串聯(lián)數(shù)量決定高壓變頻器的輸出電壓，單元的允許電流決定了變頻器的輸出電流。由于不是傳統(tǒng)意義上的單電源多器件直接串聯(lián)方式，而是采用多電源分段供電，按段輸出串聯(lián)，因此不存在器件串聯(lián)引起的均壓問題。 圖6-24 6 kV電壓疊加示意圖 圖6-25 功率單元主電路 完整形式的串聯(lián)高壓變頻器主電路如圖6-26所示。圖中主要給出了移相變壓器的結構、功率單元電路的供電形式及負載電機的接線連接。 圖6-26 單元串聯(lián)高壓變頻器主電路 6.3.2 高壓大功率變頻器的組成

35、本節(jié)涉及的6 kV電壓疊加串聯(lián)多電平高壓大功率變頻器的電氣控制部分，主要由三部分組成， 即中心控制板、 脈沖擴展板和功率單元組件。具體結構框圖參見圖6-27。其中，中心控制板與脈沖擴展板之間采用并行地址、數(shù)據(jù)總線形式進行數(shù)據(jù)交換，而在脈沖擴展板與三相共18個功率單元之間則采用光纖形式發(fā)送驅動信號和接受故障信息。采用光纖傳送的優(yōu)點是， 可以實現(xiàn)高壓大功率強電部分與弱電控制部分的電氣隔離。 圖6-27 高壓大功率變頻器組成框圖 1. 中心控制板 中心控制板是變頻裝置的控制核心，采用DSP進行數(shù)據(jù)處理，DSP選用TI公司的TMS320C32帶浮點運算芯片。它主要完成的功能包括： 通過程序運算產(chǎn)生符合

36、多級疊加正弦要求的PWM算法，實現(xiàn)正弦波形的頻率調節(jié)，按照電機的啟、停等運行規(guī)律發(fā)出指令， 綜合和處理各種故障，對系統(tǒng)進行自診斷及數(shù)據(jù)通信等功能。 中心控制板的功能框圖如圖6-28所示。 圖6-28 中心控制板框圖 2. 脈沖擴展板脈沖擴展板以13塊可編程邏輯器件CPLD為核心， 基本框圖如圖6-29所示。 （1） 脈沖擴展板和中心控制板接口，根據(jù)DSP實時計算的SPWM脈寬，按照采樣周期分時生成三相共18個功率單元的SPWM波形；并通過電光轉換器將電脈沖信號通過光纖發(fā)送給光纖接口板。 （2） 根據(jù)系統(tǒng)的要求實現(xiàn)故障切除控制、順序掃描控制、 觸發(fā)單元選擇、串聯(lián)組數(shù)選擇等。因此，脈沖擴展板可滿足

37、每相中六個功率單元串聯(lián)疊加的需要。 （3） 接收由18個功率單元送來的串行故障信息，對串行故障信息進行解碼，并根據(jù)需要將故障信息發(fā)送給中心控制板的DSP芯片進行處理， 或直接屏蔽故障信息。 圖6-29 脈沖擴展板基本框圖 3. 功率單元功率單元的電路結構如圖6-30所示，其主電路拓撲結構與圖6-25一致，在功率單元中，除主回路外，功率單元還包括電壓變換單元、開關電源、檢測板、光纖接口板及驅動板等幾部分。 電壓變換單元主要完成以下功能： （1） 將進線電壓580 VAC（分別來自移相變壓器不同的二次繞組）變換為220 VAC，為單元內部開關電源供電； （2） 將三相580 VAC電壓變?yōu)槿嗨木€的220 VAC， 供檢測板作為缺相檢測； （3） 對三相整流電路的輸出