擴(kuò)頻通信中直接擴(kuò)頻系統(tǒng)的同步技術(shù)

1、 摘要擴(kuò)頻通信作為一種新型的通信體制，具有很多獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)，在軍用和民用領(lǐng)域中都得到了廣泛的應(yīng)用。擴(kuò)頻通信中一個(gè)關(guān)鍵性的問題就是擴(kuò)頻信號(hào)的同步，包括捕獲和跟蹤兩個(gè)步驟，同步性能的優(yōu)劣直接影響到整個(gè)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的性能。因此，對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)同步的研究具有很大的實(shí)用價(jià)值。本文深入研究了擴(kuò)頻通信中直接擴(kuò)頻系統(tǒng)的同步技術(shù)，包括偽隨機(jī)(PN)序列的捕獲、跟蹤和載波同步。在偽隨機(jī)(PN)序列的捕獲中研究了串并結(jié)合的大步進(jìn)方法。研究了偽碼串行-載波并行、偽碼并行-載波串行、偽碼串行-載波并行、偽碼并行-載波并行4種捕獲方法。在特定的參數(shù)下，設(shè)計(jì)出直擴(kuò)通信系統(tǒng)，并在高斯信道條件下，仿真得出了直擴(kuò)系統(tǒng)的誤碼率性能曲線，

2、在此基礎(chǔ)上運(yùn)用了偽碼并行-載波串行的方法進(jìn)行仿真分析，從MATLAB仿真結(jié)果可以看出捕獲方案確實(shí)可行。關(guān)鍵詞：擴(kuò)頻通信；同步；捕獲；跟蹤AbstractAsanewtypeofcommunicationssystem,spreadspectrumcommunicationshasmanyuniqueadvantages,andhasbeenwidelyusedinbothmilitaryandcivilianfields.Thesynchronizationofspreadspecturnsignal,includingacquisitionandtracking,isthekeyproble

3、mofspreadspecturncommunication.Theperformanceofsynchronizinghasdirectimpactonthewholespreadspectruncommunicationsystem.Asaresult,itsveryimportanttodiscussthisproblem.Thispaperresearchesintosynchronizationtechniquesofdirect-sequencespreadspectrumsystems,whichincludePNcodeacquisition,PNcodetrackingand

4、carrierrecovery.westudiedPNacquisitionscheme,largestepacquisionscheme.ThispaperdiscussesfourcapturemethodsaboutserialPNcode,serialcarrier,parallelPNcode,serialcarrier,serialPNcode,parallelcarrier,andparallelPNcode,parallelcarrier.Incertainparameters,designofdirectsequencespreadspectrumcommunications

5、ystem,andintheGausschannelconditions,simulationofthecurveoftheBERperformanceofDSSSsystem,onthebasisofusingtheparallelPNcode,carrierserialsimulation,simulationresultscanbeseenfromtheMATLABcaptureschemeisfeasible.Keywords:SpreadSpectrumCommunications;Synchronization;Acquisition;Tracking目錄TOC o 1-5 h z

6、 HYPERLINK l bookmark4 o Current Document 1緒論1 HYPERLINK l bookmark10 o Current Document 直接序列擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)42.1擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)42.1.1基本理論42.1.2擴(kuò)頻通信的特點(diǎn)5直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)62.3偽隨機(jī)序列9m序列10 HYPERLINK l bookmark12 o Current Document 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的同步12同步機(jī)理12信號(hào)捕獲12信號(hào)跟蹤17載波跟蹤技術(shù)173.3.2鎖相環(huán)原理183.3.3鎖頻環(huán)原理203.3.4鎖相環(huán)與鎖頻環(huán)的性能比較21 HYPERLINK

7、l bookmark14 o Current Document 直擴(kuò)系統(tǒng)的仿真分析23設(shè)計(jì)參數(shù)234.2直擴(kuò)通信系統(tǒng)的原理框圖234.3直擴(kuò)通信系統(tǒng)的仿真分析24直擴(kuò)系統(tǒng)的抗干擾性能分析30 HYPERLINK l bookmark16 o Current Document 5同步仿真分析315.1同步參數(shù)設(shè)計(jì)31PN碼的自相關(guān)性仿真315.3捕獲325.4跟蹤36結(jié)論39致謝40參考文獻(xiàn)41 HYPERLINK l bookmark22 o Current Document 附錄A英文原文43 HYPERLINK l bookmark24 o Current Document 附錄B中文翻譯

8、55 HYPERLINK l bookmark28 o Current Document 附錄C程序64沈陽(yáng)理工大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文 1緒論擴(kuò)頻通信是建立在ClaudeE.Shannon信息論基礎(chǔ)之上的一種新型現(xiàn)代通信體制。這種通信體制由于采用偽隨機(jī)編碼調(diào)制和信號(hào)相關(guān)處理,具有很多獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn):用于通信中，抗干擾能力強(qiáng)，發(fā)射功率低，具有低截獲率，保密性能好，具有碼分多址和任意選址的功能;在測(cè)距中，利用偽隨機(jī)碼測(cè)距，可大大提高測(cè)距精度，所以自從問世便引起世界各國(guó)的極大關(guān)注,并率先應(yīng)用在軍事通信中。近年來,隨著微電子技術(shù)、超大規(guī)模集成電路技術(shù)、數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的飛速發(fā)展以及一些新型元器件的應(yīng)用,擴(kuò)頻通信

9、在技術(shù)上已邁上了一個(gè)新的臺(tái)階。在軍事上,擴(kuò)頻通信己經(jīng)成為電子對(duì)抗環(huán)境下提高通信設(shè)備抗干擾能力的最有效手段,并在近十幾年來爆發(fā)的幾場(chǎng)現(xiàn)代化戰(zhàn)爭(zhēng)中發(fā)揮了巨大的作用。此外,擴(kuò)頻通信技術(shù)在無線局域網(wǎng)2G/3G移動(dòng)通信、衛(wèi)星通信、航空航天和深空探測(cè)等諸多民用通信領(lǐng)域中也都得到較為廣泛的應(yīng)用。在這些民用和國(guó)防軍事通信的強(qiáng)烈需求下,擴(kuò)頻通信的地位變得越來越重要1。擴(kuò)頻技術(shù)將基帶信號(hào)的頻譜擴(kuò)展至很寬的頻帶進(jìn)行傳輸，在接收端采用相關(guān)接收的原理，將擴(kuò)展的頻譜恢復(fù)到基帶信號(hào)的頻譜，從而抑制傳輸過程中加入的干擾。香農(nóng)(E.Shannon)信息論的基本理論證明，擴(kuò)頻通信是有效的抗干擾通信方式。香農(nóng)在1945年、1948

10、年和1949年連續(xù)發(fā)表了有關(guān)信息論和通信加密以及系統(tǒng)安全住等3篇論文，這些理論成為擴(kuò)頻技術(shù)的理論依據(jù)。擴(kuò)展頻譜的優(yōu)勢(shì)可以從信息論的角度來闡述。依據(jù)香農(nóng)信息理論，定義受到加性高斯白噪聲干擾的信道，信道帶寬題，信噪比為S/N,信道容量為：C二BLog2(1+S/N)(1.1)從公式可以看出：給定的信道容量C可以匹配不同的帶寬B和信噪比S/N的組合來傳輸。如果減小帶寬B就必須增加信噪比S/N以保證信道容量C值不變。相反的，如果信噪比S/N較小，可以通過增加帶寬B來保持傳輸容量C值不變，即所謂的用帶寬B換取功率C的辦法。擴(kuò)頻通信也就是把原始信號(hào)的頻譜擴(kuò)展到10倍1000倍，然后再進(jìn)行傳輸，因而提高了通

11、信系統(tǒng)的抗干擾能力，這樣系統(tǒng)在強(qiáng)干擾環(huán)境下仍能保證可靠的通信質(zhì)量。通常音頻電話的頻率范圍為300Hz3300Hz則B=3300Hz-300Hz=3000Hz。而一般鏈路典型的信噪比足30dB，即S/N=1000，因此有C=3000XLog2(1000),近似等于30kb/s。假如對(duì)上述系統(tǒng)進(jìn)行擴(kuò)頻傳輸，在傳輸速率小變的情況下，將帶寬擴(kuò)展100倍，信號(hào)可以在0.25dB的低信噪比下傳輸。由此可見，擴(kuò)頻通信系統(tǒng)町以在更惡劣的環(huán)境下正常工作。這一點(diǎn)在衛(wèi)星通信和軍事通信中非常重要，衛(wèi)星通信由于電離層的干擾往往工作在低信噪比條件下，采用擴(kuò)頻通信可以克服這個(gè)問題，軍事通信則往往采用擴(kuò)頻技術(shù)將信號(hào)隱蔽在噪聲

12、中，從而保證信號(hào)不被敵人發(fā)現(xiàn)。擴(kuò)頻技術(shù)首先應(yīng)用于軍事領(lǐng)域，其發(fā)展經(jīng)歷了一個(gè)很長(zhǎng)的過程，日前擴(kuò)頻技術(shù)處于繁榮階段。擴(kuò)頻技術(shù)的發(fā)展歷程可以分為三個(gè)階段：第一階段是雛形階段20世紀(jì)20年代中期誕生的RADAR(RadioDetectionAndRanging)系統(tǒng),利用回波證明了電離層的存在，其發(fā)射頻譜寬度大于回波聲音頻譜寬度，具備了擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的基本特征。第二階段是基本模型階段這個(gè)時(shí)期完成了擴(kuò)頻通信的一些關(guān)鍵技術(shù)的論證,使得擴(kuò)頻通信的實(shí)現(xiàn)具備了足夠的條件,并出現(xiàn)了基本的擴(kuò)頻模型。20世紀(jì)40年代，赫蒂(HedyKMarkey)第一個(gè)提出利用跳頻技術(shù)來實(shí)現(xiàn)抗干擾通信系統(tǒng)的構(gòu)想。迪羅薩(Derosa)

13、和羅戈夫(Rogoff)于1949年完成丁世界上第一個(gè)直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)，并成功運(yùn)用在新澤西州(NewJersey)和加利福尼亞州(Cal.fornia)之間的通信線路上。第三階段是擴(kuò)頻通信的繁榮階段20世紀(jì)50年代，美國(guó)麻省理T學(xué)院成功研制出了N0MAC系統(tǒng)，這是一種成熟的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)。從此，對(duì)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的研究十分活躍，擴(kuò)頻通信廣泛應(yīng)用于軍事通信、空間探測(cè)、衛(wèi)星偵查、導(dǎo)彈制導(dǎo)等方面。同步是擴(kuò)頻系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù),同步不僅需要一般數(shù)字通信系統(tǒng)的同步過程(載波同步、位同步、幀同步等),還需要實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻碼同步(碼時(shí)鐘同步、碼相位同步)。當(dāng)碼同步定時(shí)偏移超過DS系統(tǒng)1個(gè)碼元時(shí)，接收機(jī)就不能對(duì)接收到的擴(kuò)頻

14、信號(hào)正確解擴(kuò)，即使同步偏差小于地址碼元寬度也會(huì)引起有用信號(hào)功率損失,使輸出有用信號(hào)功率下降,處理增益降低。所以擴(kuò)頻系統(tǒng)同步不僅比一般數(shù)字通信系統(tǒng)同步更為復(fù)雜，其要求也更為嚴(yán)格。對(duì)擴(kuò)頻系統(tǒng)性能要求越高，對(duì)同步系統(tǒng)要求也越復(fù)雜、越嚴(yán)格。在各種實(shí)際擴(kuò)頻系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)優(yōu)良的同步系統(tǒng)往往是最困難的。在人為干擾情況下PN碼同步電路如果失效將嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能，甚至導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)完全癱瘓。在擴(kuò)頻通信中，接收端一般有兩類不確定性因素，就是載波頻率和碼相位的不確定性。若發(fā)射機(jī)和接收機(jī)使用精確頻率源，則可消除大部分碼速率和載波頻率不確定性，但不能消除由多普勒頻移引起的載波和碼速率偏移,而且即使是固定位置的收發(fā)站也會(huì)由于

15、電波傳播多徑效應(yīng)引起碼速率和載波中心頻率的改變。由于收發(fā)時(shí)鐘不一致,電波傳播時(shí)延等因素,接收端啟動(dòng)時(shí)擴(kuò)頻序列與接收發(fā)送擴(kuò)頻序列相位開始總是不同的。因此,接收機(jī)需要通過一定同步手段使本地?cái)U(kuò)頻序列與接收擴(kuò)頻序列相位相同。這一過程分為兩個(gè)階段,第一階段為捕獲過程即粗調(diào)過程,它通過調(diào)節(jié)送到解擴(kuò)器的本地碼相位實(shí)現(xiàn)兩個(gè)偽碼之間初始同步,當(dāng)捕獲過程完成時(shí)用于解擴(kuò)的本地參考信號(hào)碼相位與接收擴(kuò)頻信號(hào)碼相位偏差將小于直擴(kuò)系統(tǒng)一個(gè)PN碼單元，這時(shí)接收機(jī)能大致正常解調(diào)出信息。第二階段為PN碼的定時(shí)跟蹤即細(xì)調(diào)過程，跟蹤是通過相位鎖定方法不斷調(diào)節(jié)補(bǔ)償本地碼相位漂移,以達(dá)到進(jìn)一步縮小同步誤差和保持這種精確同步的目的。在擴(kuò)頻

16、碼同步系統(tǒng)工作過程中，同步捕獲和跟蹤伏態(tài)應(yīng)該可以相互轉(zhuǎn)換。在捕獲出現(xiàn)假鎖或因強(qiáng)干擾引起失步時(shí)，同步系統(tǒng)必須能夠能迅速地從跟蹤狀態(tài)重新轉(zhuǎn)入捕獲狀態(tài)。而在捕獲真正鎖定時(shí)，同步系統(tǒng)也應(yīng)迅速轉(zhuǎn)入到跟蹤狀態(tài)。所以同步系統(tǒng)應(yīng)采用同步識(shí)別控制系統(tǒng)以控制捕獲和跟蹤之間的相互轉(zhuǎn)換2。本論文從研究直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)理論開始，采用BPSK調(diào)制，加入10級(jí)m序列進(jìn)行擴(kuò)頻，再次基礎(chǔ)上，運(yùn)用偽碼并行-載波串行的大步進(jìn)方法進(jìn)行捕獲，得到本地信號(hào)。直接序列擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)2.1.1基本理論擴(kuò)頻通信是利用比發(fā)送數(shù)據(jù)速率高得多的偽隨機(jī)碼對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行調(diào)制,將信號(hào)的頻譜進(jìn)行擴(kuò)展,形成帶寬相當(dāng)大的低功率譜密度信號(hào)發(fā)

17、射,在接收端再利用相關(guān)接收的原理,將信號(hào)的頻譜壓縮,使其恢復(fù)成原來的窄帶信號(hào),通過使用不同的偽隨機(jī)碼,不同的用戶可以在同一頻段同一時(shí)間,互不影響或影響很小的工作,它是一種新型的通信體制。與傳統(tǒng)的通信體制相比,擴(kuò)頻通信具有抗干擾能力強(qiáng)、可以實(shí)現(xiàn)碼分多址功能、保密性能強(qiáng)、可高精度測(cè)距和抗多徑干擾等優(yōu)點(diǎn),所以在通信領(lǐng)域備受關(guān)注,廣一泛地應(yīng)用于軍事和民用通信領(lǐng)域。香農(nóng)定理信道容量公式指出了在高斯白噪聲干擾的條件下,通信系統(tǒng)具有無差錯(cuò)傳輸信息的能力,可表示為：C二BLog2(1+S/N)(2.1)式中，C是信道容量(bit/s),B是傳輸帶寬(Hz),S是信號(hào)的平均功率(W),N是噪聲功率(W),從式(

18、2.1)可以看出如果信道容量不變可以通過增加信號(hào)傳輸帶寬的方法獲取對(duì)信噪比要求的降低,即在低信噪比情況下也能實(shí)現(xiàn)信號(hào)的可靠傳輸。擴(kuò)頻通信正是利用這一理論基礎(chǔ),用高速的擴(kuò)頻碼來擴(kuò)展待傳輸信號(hào)的帶寬,從而提高系統(tǒng)的抗干擾能力。香農(nóng)編碼定理指出只要信息速率小于信道容量,總可以找到一種編碼方式,使得在碼字相當(dāng)長(zhǎng)的條件下,能夠幾乎無差錯(cuò)地從被高斯白噪聲干擾的信號(hào)中恢復(fù)出原始的信號(hào)。香農(nóng)又提出了實(shí)現(xiàn)編碼的最佳信號(hào)是具有白噪聲統(tǒng)計(jì)特性的信號(hào),因?yàn)榘自肼曅盘?hào)具有尖銳的自相關(guān)特性,而哈爾凱維奇也早在20世紀(jì)50年代,從理論上證明了要克服多徑干擾的影響,信道中傳輸?shù)淖罴研盘?hào)形式應(yīng)該是具有白噪聲統(tǒng)計(jì)特性的信號(hào)形式。

19、由于白噪聲信號(hào)迄今為止還是難以產(chǎn)生、加工和復(fù)制,擴(kuò)頻通信中采用統(tǒng)計(jì)特性近似高斯白噪聲統(tǒng)計(jì)特性且易于產(chǎn)生和控制的偽隨機(jī)碼對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行編碼3。在衡量擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的抗干擾性能時(shí),通常引入“擴(kuò)頻處理增益”來描述,定義為接收機(jī)解擴(kuò)器的輸出信噪比與接收機(jī)輸入信噪比的比值,即:2.2)G_(S/N)_Routcp(S/N)Rinb式中,Rc表示擴(kuò)頻碼碼片速率(bit/s),Rb表示信息數(shù)據(jù)碼速率(bit/s),Gp表示經(jīng)過擴(kuò)頻接收機(jī)解擴(kuò)處理后,使信號(hào)增強(qiáng)的同時(shí)抑制輸入到接收機(jī)干擾信號(hào)能力的大小,從式(2.2)可以看出擴(kuò)頻系統(tǒng)的抗干擾能力與擴(kuò)頻倍數(shù)成正比。另外在衡量擴(kuò)頻系統(tǒng)在干擾環(huán)境下工作的能力時(shí),又引入了

20、干擾容限的概念,干擾容限表示的是考慮了一個(gè)可用系統(tǒng)對(duì)輸出信噪比的要求以及估計(jì)系統(tǒng)內(nèi)部信噪比損耗時(shí),系統(tǒng)能正常工作所允許的最大干擾功率比信號(hào)功率高出的分貝數(shù),它定義為:M二G-L+(S/N)(2.3)jpsysout式中,所有變量都是用單位dB表示的,Lsys表示系統(tǒng)的執(zhí)行損耗或?qū)崿F(xiàn)損耗,(S/N)out表示系統(tǒng)正常時(shí)要求基帶濾波器或中頻濾波器輸出的信噪比。2.1.2擴(kuò)頻通信的特點(diǎn)擴(kuò)頻通信技術(shù)大大擴(kuò)展了信號(hào)的頻譜寬度,是一種新型的通信體制,與傳統(tǒng)的通信方式相比,它具有一系列優(yōu)良的性能?？垢蓴_能力強(qiáng)。由于擴(kuò)頻通信采用了頻譜擴(kuò)展技術(shù),在接收端干擾信號(hào)被展寬到一個(gè)很寬的頻帶上,使之進(jìn)入信號(hào)通頻帶內(nèi)的干

21、擾功率大大降低,從而增加了輸出端的信噪比,使系統(tǒng)具有很強(qiáng)的抗干擾能力。信號(hào)隱蔽性能好。擴(kuò)頻通信中,發(fā)射端信號(hào)經(jīng)擴(kuò)頻處理后,信號(hào)功率被均勻地分布在很寬的頻帶上,功率譜密度很低,通常都隱藏在噪聲功率譜密度之下,很難被發(fā)現(xiàn),即使被發(fā)現(xiàn)由于擴(kuò)頻碼對(duì)第三方是未知的,也很難進(jìn)行正確接收。具有多址能力。擴(kuò)頻通信使用不同的擴(kuò)頻碼組建不同的通信網(wǎng),其每一個(gè)接收機(jī)都分配規(guī)定的擴(kuò)頻碼組作為地址,發(fā)送端用不同的擴(kuò)頻碼組去調(diào)制發(fā)射機(jī),并利用擴(kuò)頻碼組之間優(yōu)良的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性,接收端利用相關(guān)檢測(cè)技術(shù)進(jìn)行解擴(kuò),在分配不同用戶不同碼型情況下可以區(qū)分不同用戶的有用信號(hào),這樣一來,在同一寬頻帶上的許多對(duì)用戶就可以同時(shí)通信而

22、互不干擾,從而實(shí)現(xiàn)碼分多址的通信4?？顾ヂ浜涂苟鄰礁蓴_能力強(qiáng)。擴(kuò)頻信號(hào)占據(jù)很寬的頻帶,當(dāng)遇到衰落時(shí),只有一小部分頻譜會(huì)發(fā)生衰落,不會(huì)使信號(hào)發(fā)生嚴(yán)重的畸變。由于擴(kuò)頻碼尖銳的自相關(guān)特性能使多徑信號(hào)完全分離獨(dú)立,當(dāng)遇到多徑干擾時(shí)可以通過相關(guān)技術(shù)從多徑信號(hào)中提取和分離出最強(qiáng)的有用信號(hào)。直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)擴(kuò)頻系統(tǒng)主要包括直接序列擴(kuò)頻(DirectSequence,DS)、跳頻擴(kuò)頻(FrequenceHopping,FH)、跳時(shí)擴(kuò)頻(TimeHopping,TH)和混合擴(kuò)頻、線性調(diào)頻這幾種形式。直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)(DSSS)，簡(jiǎn)稱直擴(kuò)系統(tǒng)，是目前應(yīng)用最廣泛的一種擴(kuò)頻通信系統(tǒng)。早期一些軍事領(lǐng)域的研究開發(fā)

23、，如美國(guó)的國(guó)防衛(wèi)星通信系統(tǒng)AV-VSC-28、全球定位系統(tǒng)(GPS)、航天飛機(jī)通信用的跟蹤和數(shù)據(jù)中繼衛(wèi)星系統(tǒng)(TDRSS)等都是DSSS應(yīng)用的實(shí)例，而我國(guó)自主開發(fā)的北斗系統(tǒng)也是直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)。直擴(kuò)系統(tǒng)包括發(fā)送端和接收端，在發(fā)送端用比信息比特率高得多的一組二進(jìn)制偽碼序列c(t)與二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)d(t)相乘，得到擴(kuò)頻信號(hào)d(t)c(t),再對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制后經(jīng)天線發(fā)射進(jìn)入信道傳輸，如圖2.1所示。擴(kuò)頻通信中載波調(diào)制方式一般都是QPSK或BPSK,本論文中使用BPSK方式。圖2.1直接擴(kuò)頻通信的發(fā)射系統(tǒng)發(fā)送端的BPSK信號(hào)的表達(dá)式為：s(t)=*2Pd(t)c(t)cos(2吋t+p)(2.4)

24、00式中，P為恒包絡(luò)數(shù)據(jù)調(diào)制載波功率，f為載波頻率，申為隨機(jī)相位。其中二進(jìn)制00數(shù)字信號(hào)的碼速率為Rb,數(shù)據(jù)位寬為Tb=1/Rb，偽隨機(jī)碼的碼速率為Rc,數(shù)據(jù)位寬為Tc=1/Rc,Tc也叫做擴(kuò)頻碼的“切普”(chip)寬度，一個(gè)“切普”就表示一個(gè)偽隨機(jī)碼碼片。由于d(t)和c(t)相乘后再進(jìn)行BPSK調(diào)制，也就相當(dāng)于對(duì)數(shù)據(jù)寬度為Tc的二進(jìn)制數(shù)據(jù)進(jìn)行BPSK調(diào)制，而BPSK信號(hào)的功率譜密度可表示為：S(f)=2PTsincf+fo)TZc(f-f)門3式中，T表示二進(jìn)制數(shù)據(jù)的寬度，擴(kuò)頻前T=Tb，擴(kuò)頻T=Tc,可見擴(kuò)頻調(diào)制的作用是發(fā)射信號(hào)的寬度擴(kuò)展為原來的Tb/Tc倍，而把功率譜密度降低到原始數(shù)

25、據(jù)信號(hào)功率譜密度的Tb/Tc倍。從圖2.2中可以很清楚的看出擴(kuò)頻前后功率譜密度的變化。發(fā)射信號(hào)的帶寬取決于偽隨機(jī)碼c(t)的碼速率Rc，BPSK調(diào)制下，s(t)的帶寬等于兩倍的偽隨機(jī)碼的碼速率，即BRF=2Rc,幾乎與數(shù)字信號(hào)d(t)的碼速率無關(guān)。2功率譜TbnA1bPT功率譜(a)擴(kuò)頻前2b(b)擴(kuò)頻后圖2.2擴(kuò)頻前后的數(shù)據(jù)單邊功率譜密度在接收端，通過產(chǎn)生用一組和發(fā)送端精確同步的本地參考偽隨機(jī)碼對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理，這一相關(guān)處理過程稱為解擴(kuò)，解擴(kuò)后的信號(hào)送到解調(diào)器解調(diào)，恢復(fù)出原始的數(shù)字信號(hào)，這一過程如圖2.3所示。圖2.3直接擴(kuò)頻通信的接收系統(tǒng)假設(shè)發(fā)射信號(hào)通過無失真信道進(jìn)行傳輸，并且信道中

26、存在著噪聲n(t)和干擾信號(hào)J(t),干擾包括窄帶干擾、人為瞄準(zhǔn)式干擾、單頻干擾、多徑干擾和碼分多址干擾等,則接收信號(hào)可以表示為：r(t)=/2Pd(tf)c(tf)cos(2吋0+(p)+n(t)+J(t)(2.6)由于解擴(kuò)時(shí)本地參考偽隨機(jī)碼與接收信號(hào)包含的偽隨機(jī)碼同步，所以解擴(kuò)的輸出為：r(t)c(t-if)=41Pd(t-f)cos(2ft+p)+n(t)c(t-f)+J(t)c(t-if)(2.7)可以看出，由于有用信號(hào)與本地偽隨機(jī)碼有良好的相關(guān)性，通過解擴(kuò)之后其頻帶被壓縮到帶寬為Bb=2Rb的頻帶內(nèi)，而噪聲與干擾信號(hào)和本地偽隨機(jī)碼相關(guān)后，其頻帶被擴(kuò)展，而其功率譜密度被降低，所以接收機(jī)

27、在對(duì)有用信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)的同時(shí)對(duì)噪聲和干擾信號(hào)進(jìn)行了擴(kuò)展，而相關(guān)器后的窄帶濾波器(通常通頻帶B=2Rb)會(huì)把落在通頻帶外的絕大部分的噪聲和干擾信號(hào)濾除，這樣就大大改善了系統(tǒng)的輸出信噪比，如圖2.4所示5。:干擾信號(hào)干擾信號(hào)Bb2Rc4Rc圖2.4解擴(kuò)前后信號(hào)功率譜密度示意圖2.3偽隨機(jī)序列擴(kuò)頻碼在擴(kuò)頻通信中起著很重要的作用,在發(fā)送端它被用來擴(kuò)展信號(hào)的頻譜,接收端則利用它來壓縮信號(hào)頻譜并將干擾信號(hào)的頻譜展寬,從而提高系統(tǒng)的抗干擾性能。在擴(kuò)頻通信中,系統(tǒng)的抗干擾性、抗噪聲、抗衰落、抗截獲、信息的隱蔽和保密、多址通信以及實(shí)現(xiàn)捕獲與跟蹤都與擴(kuò)頻碼的性能緊密相關(guān),系統(tǒng)對(duì)擴(kuò)頻碼一般有以下要求:必須具有尖銳的自

28、相關(guān)函數(shù),而互相關(guān)函數(shù)值應(yīng)接近于零。有足夠長(zhǎng)的碼周期使第三方難以從擴(kuò)頻碼的一小段去重建整個(gè)碼序列。有足夠的獨(dú)立地址數(shù),以實(shí)現(xiàn)碼分多址的要求。工程上易于產(chǎn)生、加工、復(fù)制與控制。理論上來說,當(dāng)然是使用高斯白噪聲來擴(kuò)展信號(hào)頻譜最理想,它作為一種平穩(wěn)隨機(jī)過程,瞬時(shí)值服從正態(tài)分布,功率譜在很寬的頻帶內(nèi)都是均勻的,具有極其優(yōu)良的相關(guān)特性,但是它難以重復(fù)產(chǎn)生和處理,所以在工程中所使用的均是具有類似白噪聲統(tǒng)計(jì)特性的偽隨機(jī)序列。偽隨機(jī)序列具有良好的隨機(jī)性和接近于白噪聲的相關(guān)函數(shù),并月有預(yù)先的可確定性和可重復(fù)性,可以人為的復(fù)制和產(chǎn)生,通常由二進(jìn)制移位寄存器來產(chǎn)生,它具有如下特點(diǎn):序列中0元素與1元素出現(xiàn)的個(gè)數(shù)近似

29、相等,每個(gè)周期內(nèi)最多相差一個(gè)。如果把n個(gè)元素連續(xù)出現(xiàn)叫做一個(gè)長(zhǎng)度為n的元素游程，則序列中長(zhǎng)度為n的元素游程出現(xiàn)的次數(shù)比長(zhǎng)度為n+1的元素游程出現(xiàn)次數(shù)多一倍。(3)序列有類似白噪聲的自相關(guān)函數(shù)。在擴(kuò)頻通信中,應(yīng)用最多的偽隨機(jī)序列就是m序列和gold序列6。2.3.1m序列m序列是最長(zhǎng)線性移位寄存器序列,它具有優(yōu)良的自相關(guān)函數(shù)，易于產(chǎn)生和復(fù)制,在擴(kuò)頻通信中得到了廣泛的應(yīng)用,m序列也是研究和構(gòu)造其他序列的基礎(chǔ)。m序列是由線性反饋移位寄存器產(chǎn)生的，如圖2.5所示。圖中a0,a1.,an-表示移位寄存器的狀態(tài),C0,C1,.,Cn為對(duì)應(yīng)級(jí)移位寄存器的反饋系數(shù)，Ci=0表示該反饋斷開,Ci=l表示反饋存在

30、,在m序列產(chǎn)生器中，c0=cn=i。圖2.5線性反饋移位寄存器原理方框圖對(duì)于反饋移位寄存器產(chǎn)生的序列，取決于反饋系數(shù)，其反饋邏輯為：f(x)=c+ex+cx2+.+cXn=cXi(2.8)012ni式(2.8)稱為序列的特征多項(xiàng)式，即特征多項(xiàng)式一旦確定，那么其產(chǎn)生的序列也就確定了，經(jīng)嚴(yán)格的證明：若反饋移位寄存器的特征多項(xiàng)式為本原多項(xiàng)式，則移位寄存器就能產(chǎn)生m序列，且其周期為N=2n-1。M序列具有如下性質(zhì)刀：均衡性：在m序列的一個(gè)周期中，“1”和“0”的數(shù)目基本相等。準(zhǔn)確地說，“1”的個(gè)數(shù)比“0”的個(gè)數(shù)多一個(gè)。游程分布：我們把一個(gè)序列中取值相同的那些相繼的(連在一起的)元素合稱為一個(gè)“游程(r

31、un)”。在一個(gè)游程中元素的個(gè)數(shù)稱為游程長(zhǎng)度。一般說來，在m序列中，長(zhǎng)度為1的游程占游程總數(shù)的1/2；長(zhǎng)度為2的游程占游程總數(shù)的1/4；長(zhǎng)度為3的游程占1/8；。嚴(yán)格講，長(zhǎng)度為k的游程數(shù)目占游程總數(shù)的2-k，其中1k(n-1)。而且在長(zhǎng)度為k的游程中(其中1k(n-2),連“1”的游程和連“0”的游程各占一半。移位相加特性：一個(gè)m序列Mp與其經(jīng)過任意次延遲移位產(chǎn)生的另一個(gè)不同序列Mr模2相加，得到的仍是Mp的某次延遲移位序列Ms,即Mp3Mr=Ms尖銳的自相關(guān)性：先把m序列變換稱為碼元寬度為Tc、周期為NTc的m碼，然后來計(jì)算m碼的自相關(guān)函數(shù)，因?yàn)閙碼是周期的，所以其自相關(guān)函數(shù)也是周期的，那么

32、只需計(jì)算0NTc一個(gè)周期內(nèi)的自相關(guān)函數(shù)，再進(jìn)行周期擴(kuò)展就能得到m碼的相關(guān)函數(shù)了。一個(gè)周期內(nèi)m碼的自相關(guān)函數(shù)為：Rn(T)=NtjI)c(t+T皿二c1-山巴NTc-1c-N|T|Tc(2.9)M序列自相關(guān)函數(shù)如圖2.6所示:圖2.6m序列自相關(guān)波形直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的同步3.1同步機(jī)理直擴(kuò)通信機(jī)理是發(fā)送方將數(shù)據(jù)信息通過相應(yīng)處理調(diào)制到所需頻帶上發(fā)射，接收方則通過對(duì)應(yīng)逆處理提取原始數(shù)據(jù)信息。然而，對(duì)于接收方而言，提取或恢復(fù)有效數(shù)據(jù)信息的關(guān)鍵所在是解決人為環(huán)境所造成的不確定度，解決此不確定度的過程被稱為同步。同步的重點(diǎn)是要求系統(tǒng)收發(fā)兩端的信號(hào)在頻率上和相位上保持一致，這樣才能正確地解調(diào)出信息。其作用就

33、是要實(shí)現(xiàn)本地產(chǎn)生的信號(hào)與接收到的信號(hào)在頻率及相位上保持一致。同步過程一般說來包含兩個(gè)階段：捕獲與跟蹤。（1）接收端由于并不知道對(duì)方是否發(fā)送了信號(hào)，因此，需要有一個(gè)搜捕過程，即在一定的頻率和時(shí)間范圍內(nèi)搜索信號(hào)，也就是要把發(fā)送方發(fā)來的信號(hào)與本地信號(hào)的相位之差納入同步保持范圍內(nèi)，即在擴(kuò)頻偽碼一個(gè)碼元時(shí)片內(nèi)，這一階段稱為粗同步，也叫捕獲。（2）當(dāng)捕獲完成后，則需要進(jìn)一步調(diào)整偽碼及頻率誤差。無論由于何種因素導(dǎo)致頻率和相位發(fā)生偏移，同步系統(tǒng)都能加以調(diào)整，使得繼續(xù)保持同步，這一階段稱為精同步，也叫跟蹤9。3.2信號(hào)捕獲直擴(kuò)系統(tǒng)采用碼分多址（CDMA）技術(shù)，應(yīng)用不同的偽隨機(jī)序列碼對(duì)不同發(fā)射終端的信息數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)

34、頻解調(diào)，為接收某一發(fā)射終端的信息數(shù)據(jù)，就必須復(fù)現(xiàn)調(diào)制該信息數(shù)據(jù)的擴(kuò)頻偽碼，講復(fù)現(xiàn)的偽碼同輸入偽碼在不同相位誤差上做相關(guān)運(yùn)算，使二者同步，從而完成對(duì)信息數(shù)據(jù)的解擴(kuò)，該過程稱為偽碼捕獲；由于發(fā)射終端與接收終端之間存在徑向移動(dòng)，會(huì)產(chǎn)生Doppler頻移，因此為完成對(duì)某一發(fā)射終端信息數(shù)據(jù)的解調(diào)，必須搜索到相應(yīng)發(fā)射終端所產(chǎn)生的Doppler頻移的數(shù)值，該過程稱為載波捕獲。因此，對(duì)于直擴(kuò)系統(tǒng)信號(hào)的捕獲是一個(gè)二維捕獲過程。捕獲結(jié)果是使本地參考碼和接收碼相位差值小于一個(gè)碼元寬度，且收發(fā)碼時(shí)鐘頻率基本一致，同時(shí)使載波相位對(duì)準(zhǔn)，從而實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)與本地信號(hào)的粗同步。一個(gè)碼相位單元和一個(gè)Doppler頻率單元構(gòu)成一個(gè)

35、信號(hào)搜索單元，實(shí)現(xiàn)時(shí)域（偽碼相位）和頻域（Doppler頻率）的二維順序搜索。搜索控制邏輯通過設(shè)置載波NCO來產(chǎn)生要搜索的Doppler頻率，同時(shí)通過向偽隨機(jī)碼預(yù)置歩進(jìn)模塊發(fā)出滑動(dòng)1/2個(gè)碼片命令來產(chǎn)生要搜索的碼相位，這樣就使本地產(chǎn)生的信號(hào)對(duì)準(zhǔn)某一搜索單元。若該本地復(fù)制信號(hào)與輸入信號(hào)的數(shù)字相關(guān)器輸出幅度大于檢測(cè)閾值，則搜索成功，停止搜索；否則，碼相位步進(jìn)一個(gè)搜索單元(1/2碼片)，繼續(xù)進(jìn)行相關(guān)累加和檢測(cè)判決。直擴(kuò)信號(hào)捕獲方式如圖3.1所示10。一個(gè)多普勒單元圖3.1直擴(kuò)信號(hào)的捕獲由上述可知，為捕獲到直擴(kuò)系統(tǒng)信號(hào)，需要同時(shí)復(fù)現(xiàn)發(fā)射終端的碼相位和載波頻率，對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)信號(hào)的搜索和捕獲通常有以下4種方

36、法：(1)偽碼串行-載波串行采用該方法進(jìn)行信號(hào)捕獲僅需要單個(gè)碼相關(guān)器及單個(gè)載波相關(guān)器。其捕獲過程為：先預(yù)置載波NCO為某一Doppler頻率，在該Doppler頻點(diǎn)上將本地?cái)U(kuò)頻偽碼相位每次移動(dòng)半個(gè)碼元，與輸入信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，其結(jié)果與捕獲門限比較，若其值低于門限閾值，則本地多普勒預(yù)置值不動(dòng)，繼續(xù)將本地?cái)U(kuò)頻偽碼移動(dòng)半個(gè)碼元再次與輸入信號(hào)相關(guān)，如果本地?cái)U(kuò)頻偽碼移動(dòng)一個(gè)碼長(zhǎng)周期后仍未捕獲到信號(hào)，則講本地多普勒值作適當(dāng)調(diào)整后重復(fù)上述過程，直到相關(guān)結(jié)果超過捕獲門限閾值，此時(shí)將捕獲到的載波頻率和偽碼相位值作為跟蹤環(huán)路的輸入值并進(jìn)行信號(hào)跟蹤，至此，完成直擴(kuò)系統(tǒng)的信號(hào)捕獲過程。偽碼串行、載波串行捕獲原理，如圖

37、3.2所示。使用該方法的優(yōu)點(diǎn)是硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單；缺點(diǎn)是捕獲時(shí)間較長(zhǎng)。因此，該方法適用于硬件資源簡(jiǎn)單而對(duì)捕獲時(shí)間要求不高的場(chǎng)合，也適用于能提供準(zhǔn)確先驗(yàn)信息的場(chǎng)合11。圖3.2偽碼串行、載波串行原理框圖(2)偽碼串行-載波并行使用該捕獲方法需要單個(gè)碼相關(guān)器和N個(gè)載波相關(guān)器，對(duì)偽碼進(jìn)行串行捕獲而對(duì)載波在Dopper范圍內(nèi)進(jìn)行并行捕獲。N的取值和捕獲范圍有關(guān)，通常在捕獲范圍與相關(guān)器帶寬的比值。使用該策略進(jìn)行捕獲時(shí)，碼的移動(dòng)過程與方法1一致，在各個(gè)碼相位上對(duì)Doppler范圍內(nèi)的載波作并行相關(guān)運(yùn)算，取其中最大值與捕獲門限值作比較，若超過門限值，則將當(dāng)前碼相位及最大值所對(duì)應(yīng)的載波Doppler值傳遞給后續(xù)跟蹤

38、環(huán)路并行進(jìn)行信號(hào)跟蹤，否則將移動(dòng)半個(gè)碼元，重復(fù)上述過程。偽碼串行、載波并行原理，如圖3.3所示。該捕獲方法的優(yōu)點(diǎn)是電路規(guī)模與碼長(zhǎng)關(guān)系不大，可以在相同硬件條件下兼容多重碼長(zhǎng)；其缺點(diǎn)為捕獲時(shí)間與碼長(zhǎng)成正比，碼長(zhǎng)增加導(dǎo)致捕獲時(shí)間增加12。圖3.3偽碼串行、載波并行原理框圖偽碼并行-載波串行該方法采用N個(gè)獨(dú)立的碼相關(guān)器和一個(gè)載波相關(guān)器，載波Doppler采用串行掃描方式進(jìn)行相關(guān)捕獲，其二維捕獲過程與方法2相類似13。假定相關(guān)器的帶寬為f=1/T，Tbbb為偽碼周期，也是數(shù)據(jù)周期，對(duì)于土fHZ的Doppler范圍，則在載波軸上至少需要?jiǎng)澐謉2f/f個(gè)區(qū)間，db依次掃描，在一個(gè)區(qū)間掃描結(jié)束后，取N個(gè)相關(guān)器

39、中能量最大值與捕獲門限進(jìn)行比較，若小于門限，則轉(zhuǎn)入下一個(gè)區(qū)間；若超過門限，則判為捕獲，并根據(jù)載波區(qū)間和能量最大相關(guān)器的位置獲取載波Doppler和偽碼相位估計(jì)值，以此值作為跟蹤環(huán)路的輸入值。偽碼并行、載波串行原理，如圖3.4所示。該方法的優(yōu)點(diǎn)是捕獲快，每個(gè)載波區(qū)間只要一個(gè)碼長(zhǎng)周期即可分析完畢，在無先驗(yàn)信息條件下，最多只需掃描2f/f個(gè)db區(qū)間即可完成捕獲，在有先驗(yàn)信息條件下，只需掃描一個(gè)區(qū)間即可14。圖3.4偽碼并行、載波串行原理框圖偽碼并行-載波并行采用該方法進(jìn)行直擴(kuò)系統(tǒng)信號(hào)捕獲，需N個(gè)獨(dú)立碼相關(guān)器和M個(gè)載波相關(guān)器。其中碼相位相關(guān)器之間碼相位依次相差1/2個(gè)碼元，若相關(guān)器的帶寬為f=1/T，

40、Tb為偽碼周bb期,也是數(shù)據(jù)周期，同樣對(duì)于土fHZ的Doppler范圍，則在載波軸上至少需要?jiǎng)澐?f/fddb個(gè)區(qū)間，依次掃描各個(gè)區(qū)間，在一個(gè)區(qū)間掃描結(jié)束后，取N個(gè)相關(guān)器中能量最大值與捕獲門限進(jìn)行比較，若小于門限，則轉(zhuǎn)入下一個(gè)區(qū)間；若超過門限，則判為捕獲。偽碼并行、載波并行原理，如圖3.5所示。該方法的優(yōu)點(diǎn)是捕獲非?？?，在無先驗(yàn)信息的情況下，只需一個(gè)碼長(zhǎng)周期就可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的捕獲，不足之處是數(shù)據(jù)處理量大且硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜。圖3.5偽碼并行、載波并行原理框圖3.3信號(hào)跟蹤3.3.1載波跟蹤技術(shù)在完成直擴(kuò)信號(hào)的捕獲后，收發(fā)擴(kuò)頻偽碼相位差在一個(gè)碼元之內(nèi)，從而轉(zhuǎn)入跟蹤狀態(tài)。由于載波頻率和偽碼相位并非精準(zhǔn)已知

41、的先驗(yàn)信息，所以必須建立非相干碼環(huán)來對(duì)偽碼進(jìn)行跟蹤接收，即偽碼跟蹤環(huán)是建立在碼環(huán)結(jié)構(gòu)基于載波頻率未知這一假定基礎(chǔ)上的。在載波偏離額定指數(shù)的某個(gè)確定范圍內(nèi)，這種碼環(huán)必須能夠承受并發(fā)揮作用?；谏鲜隹紤]，就普通直擴(kuò)系統(tǒng)接收終端的信號(hào)跟蹤而言，可以采用非相干全時(shí)間超前滯后結(jié)構(gòu)形式的延遲鎖定環(huán)DLL作為偽碼跟蹤環(huán)。這種偽碼跟蹤環(huán)的相關(guān)運(yùn)算采用了兩個(gè)獨(dú)立的相關(guān)器：超前碼（早碼）相關(guān)器和滯后碼（晚碼）相關(guān)器。輸入信號(hào)分成兩路：一路同超前本地參考碼（早碼）相關(guān)；另一路同滯后本地參考碼（晚碼）相關(guān)。相關(guān)結(jié)果再經(jīng)過積分或累加、平方、加減運(yùn)算完成鑒相16。偽碼跟蹤環(huán)原理框圖如圖3.6所示。圖3.6偽碼跟蹤環(huán)原理框

42、圖偽碼跟蹤環(huán)由碼相關(guān)器、碼環(huán)路濾波器、碼NCO和碼產(chǎn)生器4部分組成。其中，碼相關(guān)器起鑒相的作用、輸入的數(shù)字中頻信號(hào)分為兩路，和本地載波I、Q兩路相乘后進(jìn)入碼相關(guān)器，分別和早、晚兩路偽碼進(jìn)行相關(guān)，得到4路相關(guān)結(jié)果，作加減運(yùn)算后得到相位誤差信號(hào)。而相位誤差信號(hào)經(jīng)環(huán)路濾波后用于修正碼NCO的頻率控制字，使碼NCO的輸出頻率按輸入頻率的動(dòng)態(tài)變化。環(huán)路濾波器的作用不僅僅是濾除噪聲，而且要能跟蹤信號(hào)的動(dòng)態(tài)。環(huán)路濾波器決定了偽碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)性能15。對(duì)于載波跟蹤，可采用鎖相環(huán)及科斯塔斯環(huán)實(shí)現(xiàn)，其作用是對(duì)偽碼跟蹤環(huán)的輸出信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，得到數(shù)據(jù)信息，其中科斯塔斯環(huán)載波跟蹤原理如圖3.7所示。其由載波鑒相器、載波

43、環(huán)路濾波器和載波NCO組成。輸入信號(hào)經(jīng)解擴(kuò)后進(jìn)入載波跟蹤環(huán)，和本地載波I、Q兩路進(jìn)行混頻，再分別經(jīng)過低通濾波后相乘，得到相位誤差信號(hào)，數(shù)據(jù)解調(diào)從I路輸出16。解調(diào)輸出LPF輸入信號(hào)載波NCO載波環(huán)路濾波器LPFv.(t)廠J1n(t)圖3.8鎖相環(huán)路組成原理載波鑒相器LPF圖3.7科斯塔斯環(huán)載波跟蹤原理框圖科斯塔斯鎖相環(huán)和普通鎖相環(huán)一樣，對(duì)動(dòng)態(tài)應(yīng)力是敏感的，然而它們能產(chǎn)生最精準(zhǔn)的速度測(cè)量值。對(duì)于給定的信號(hào)功率電平，科斯塔斯鎖相環(huán)也提供差錯(cuò)發(fā)生最少的數(shù)據(jù)解調(diào)，因此是載波跟蹤環(huán)最希望的穩(wěn)態(tài)跟蹤模式17。鎖相環(huán)原理鎖相環(huán)路是一個(gè)頻率與相位的同步控制系統(tǒng),其性能與同步系統(tǒng)的功能緊密相連。它的工作過程可

44、用圖3.8所示的組成框圖來說明:在上圖中，環(huán)路輸入是信號(hào)v(t)二Vsinwt+9(t)與加性噪聲n(t)之和。它與壓控振ii0蕩器(VCO)的輸出v(t)=Vsinwt+(t)一起加到相乘器(此處為鑒相器PD)上,相乘器000的鑒相作用產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓v(t)，該電壓的大小與波形變化取決于v(t)與v(t)之間di0的頻率與相位的差值以及加性噪聲n(t)。誤差信號(hào)v(t)經(jīng)環(huán)路濾波器(LP)處理后，可改d變VCO輸出信號(hào)的頻率及相位，使之跟蹤上輸入信號(hào)的頻率與相位。在VCO輸出信號(hào)v(t)的表達(dá)式中，9(t)表示輸入信號(hào)的頻率與相位的跟蹤估值。因此在無噪聲時(shí)，當(dāng)9(t)0與9(t)取得一致,

45、即可獲得完全的同步18。隨著數(shù)字電路技術(shù)的發(fā)展，尤其大規(guī)模集成電路及微處理器的廣泛應(yīng)用，鎖相環(huán)路的各部件全用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，稱之為數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)。全數(shù)字鎖相環(huán)一般分為四類:觸發(fā)器型數(shù)字鎖相環(huán)(FF一DPLL):利用一雙穩(wěn)觸發(fā)器作數(shù)字鑒相器，分別受輸入信號(hào)與本地受控時(shí)鐘信號(hào)的正向過零點(diǎn)觸發(fā)，產(chǎn)生的置位與復(fù)位脈沖之間的間隔就反映了相位誤差19。奈奎斯特速率型數(shù)字鎖相環(huán)(NRDPLL):在輸入信號(hào)進(jìn)入數(shù)字鑒相器之前先以奈奎斯特速率(固定速率的脈沖)進(jìn)行抽樣，然后與本地受控時(shí)鐘進(jìn)行數(shù)字相乘，產(chǎn)生數(shù)字式相位誤差。過零檢測(cè)式數(shù)字鎖相環(huán)(CZ一DPLL):環(huán)路用本地受控時(shí)鐘脈沖對(duì)輸入信號(hào)的過零點(diǎn)抽樣，

46、如不能正好在過零點(diǎn)抽樣，則實(shí)際抽樣值大小就反映著相位誤差，可用來調(diào)節(jié)本地時(shí)鐘信號(hào)的相位20。超前滯后型數(shù)字鎖相環(huán)(LL一DPLL):環(huán)路鑒相器逐周地比較輸入信號(hào)與本地時(shí)鐘信號(hào)相位，根據(jù)相位的超前或者滯后輸出相應(yīng)的超前或者滯后脈沖，用來相應(yīng)地調(diào)節(jié)本地時(shí)鐘相位21。以下為幾種常用鎖相環(huán)鑒別器的輸出誤差和特性：表3.1常用鎖相環(huán)鑒別器的輸出誤差及特性鑒別器算法輸出相位誤差特性Sign(I)Qpspssin0在咼信噪比時(shí)接近取佳，斜率與信號(hào)幅度成正比，運(yùn)算量要求最低。IQsin20在低信噪比時(shí)接近最佳，斜率與信psps號(hào)幅度的平方成正比，運(yùn)算量要求中等。Q/Itan0次最佳，但在咼和低的信噪比時(shí)良ps

47、ps好，斜率與信號(hào)幅度大小無關(guān)，運(yùn)算量要求較咼，并且必須核對(duì)，以區(qū)分出接近土900時(shí)的0誤差。0四象限反正切，在咼和低的信噪比ATAN2(Q，I)時(shí)最佳(最大似然估計(jì)器)，斜率不依賴psps于信號(hào)幅度，運(yùn)算量要求較咼。一般情況下在直擴(kuò)接收機(jī)中會(huì)使用科斯塔斯(Costas)載波跟蹤環(huán)，這是因?yàn)閷?duì)接收到的擴(kuò)頻信號(hào)作載頻和碼信號(hào)剝離之后，數(shù)據(jù)調(diào)制信號(hào)還保留著。如果I和Q信號(hào)的預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間不跨越數(shù)據(jù)的位過渡,Costas環(huán)對(duì)工和Q信號(hào)的180度相位翻轉(zhuǎn)不敏感。Costas環(huán)特別的性質(zhì)在于Costas鑒別器和在接收機(jī)預(yù)檢測(cè)積分區(qū)中相對(duì)于接收機(jī)的自然時(shí)鐘相位而言的相位調(diào)節(jié)能力22。為了防止積分跨越數(shù)據(jù)的

48、過渡邊界，需要有積分和累加功能的相位調(diào)節(jié)特性23。Costas鎖相環(huán)鑒別器的輸出相位誤差和特性同純PLL基本相似，前3個(gè)鑒別器與在純鎖相環(huán)中所用的鑒別器是完全相同的。第四種鑒別器，純鎖相環(huán)使用的是四象限反正切，而Cosats環(huán)鑒別器使用的是二象限反正切。四象限ATAN功能鎖相環(huán)鑒別器在整個(gè)土180。的輸入誤差范圍內(nèi)都保持為線性，而二象限Cosats鑒別器在半個(gè)輸入誤差范圍內(nèi)(土900)保持為線性24。鎖頻環(huán)原理鎖相環(huán)復(fù)現(xiàn)接收信號(hào)的準(zhǔn)確相位，以完成載波剝離功能。鎖頻環(huán)(FLL)則復(fù)現(xiàn)近似的頻率以完成載波剝離過程。因此也稱鎖頻環(huán)為自動(dòng)頻率控制(ACF)環(huán)。擴(kuò)頻接收機(jī)的鎖相環(huán)必須對(duì)I和Q信號(hào)中的18

49、0度翻轉(zhuǎn)不敏感。因此，I和Q信號(hào)的采樣時(shí)間不應(yīng)跨越數(shù)據(jù)位的過渡。在初始相位截獲期間，那時(shí)接收機(jī)并不知道數(shù)據(jù)過渡的邊界在哪里，在完成位同步的同時(shí)，與相位鎖定相比，一般來說更容易與接收到的信號(hào)保持頻率鎖定。這是因?yàn)殒i頻環(huán)鑒別器對(duì)于某些I和Q信號(hào)的確跨越了數(shù)據(jù)位過渡不那么敏感Q。表3.2小結(jié)了幾種鎖頻環(huán)鑒別器的輸出頻率誤差及特性。交叉tt21sin（e-e）21-tt21ATAN2（交叉，點(diǎn)）（tt）36021ee2+-（tt）36021在低信噪比時(shí)接近最佳，斜率與信號(hào)的平方成正比，運(yùn)算量要求最低。四象限反正切，最大似然估計(jì)器，在高與低信噪比時(shí)最佳。斜率與信號(hào)幅度無關(guān)，表3.2通用鎖頻環(huán)鑒別器鑒別器

50、算法輸出頻率誤差特性符號(hào)(點(diǎn))交叉sin2（ee）21在咼信噪比時(shí)接近取佳，斜tt21tt21率與信號(hào)幅度成正比，適中點(diǎn)二II+QQps1ps2ps1ps2的運(yùn)算量要求。交叉=IIQQps1ps2ps1ps2對(duì)運(yùn)算量的要求較高。鎖相環(huán)與鎖頻環(huán)的性能比較鎖相環(huán)(PLL)具有較好的噪聲性能，但對(duì)通信鏈路干擾的容忍能力較差，特別是受載體動(dòng)態(tài)引入的多普勒頻移影響較大。為適應(yīng)載體的動(dòng)態(tài)性，鎖相環(huán)或科斯塔斯環(huán)必須具有相對(duì)寬的帶寬，這意味著跟蹤精度的降低，而當(dāng)多普勒頻移足夠大，接收機(jī)的PLL將有可能不能保持穩(wěn)定跟蹤，從而導(dǎo)致載波跟蹤失鎖。科斯塔斯環(huán)與純PLL環(huán)均能直接跟蹤載波相位，通過載波鑒相器提取并輸出相

51、位估計(jì)誤差，而鎖頻環(huán)(FLL)則直接跟蹤載波頻率，通過載波鑒頻器輸出載頻頻移估計(jì)量。通常，PLL直接對(duì)載波相位進(jìn)行跟蹤，當(dāng)環(huán)路穩(wěn)定閉環(huán)時(shí)具有較高的跟蹤精度26。然而在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下，采用PLL跟蹤的高動(dòng)態(tài)擴(kuò)頻接收機(jī)必須承受環(huán)路帶寬與動(dòng)態(tài)性能之間的折衷，即噪聲引入跟蹤誤差隨環(huán)路帶寬降低而增加，較難同時(shí)滿足跟蹤精度與動(dòng)態(tài)性能的要求27。相比之下，非相干解調(diào)FLL跟蹤則具有較好的動(dòng)態(tài)性能，但跟蹤精度卻比PLL跟蹤精度低，二者存在一定的矛盾。在高動(dòng)態(tài)擴(kuò)頻接收機(jī)設(shè)計(jì)中，載波跟蹤環(huán)的環(huán)路鑒相/頻器與環(huán)路濾波器的選擇也是存在矛盾的。為容忍接收機(jī)載體的動(dòng)態(tài)效應(yīng)，通常希望接收機(jī)鑒別器采用FLL直接跟蹤頻率變化、環(huán)

52、路濾波器帶寬應(yīng)寬;而為了獲得精確（低噪聲）的積分載波相位觀測(cè)量，則希望接收機(jī)鑒別器采用PLL直接跟蹤相位變化，因而環(huán)路濾波器帶寬應(yīng)該較窄。實(shí)際設(shè)計(jì)中必須采用折衷的原則解決上述矛盾。由于載頻頻差不確定性的存在，直接捕獲載波相位有較大的難度，而頻率捕獲卻能夠較快地消除大部分多普勒頻移的影響。較理想的載波跟蹤環(huán)是以FLL跟蹤與較大的濾波器帶寬閉合跟蹤環(huán)路，然后轉(zhuǎn)入科斯塔斯環(huán)跟蹤，在容許預(yù)期動(dòng)態(tài)影響的前提下，盡量采用窄的濾波器噪聲帶寬以維持環(huán)路的跟蹤狀態(tài)，當(dāng)動(dòng)態(tài)增強(qiáng)時(shí)，轉(zhuǎn)入FLL跟蹤，重復(fù)上述過程。即當(dāng)動(dòng)態(tài)性變化時(shí)，環(huán)路自動(dòng)實(shí)現(xiàn)FLL與PLL跟蹤方式的切換28。高斯信道偽隨機(jī)碼載波直擴(kuò)系統(tǒng)的仿真分析4

53、.1設(shè)計(jì)參數(shù)在使用MATLAB軟件進(jìn)行直擴(kuò)系統(tǒng)仿真時(shí)，所需要的所有參數(shù)如表4.1所示:表4.1設(shè)計(jì)參數(shù)參數(shù)數(shù)值信息碼速率Rb1023bit/s采樣頻率fs16*10230HZ載波頻率f20460HZPN碼速率PN10230bit/s信道的信噪比SNR-10dB時(shí)間t1s4.2直擴(kuò)通信系統(tǒng)的原理框圖信息碼輸入抽樣判決低通濾波信息碼輸出本地信號(hào)圖4.1直擴(kuò)通信系統(tǒng)的原理框圖10級(jí)線性反饋移位寄存器設(shè)計(jì)如下本原多項(xiàng)式：f(x)二X10+X3+1沈陽(yáng)理工大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文21初始狀態(tài)：a9a8a7.a0=l0001010104.3直擴(kuò)通信系統(tǒng)的仿真分析一秒內(nèi)生成的載波波形與信息碼如圖4.3所示:載波團(tuán)形

54、00.70.80.91信息碼波形圖圖4.3載波與信息碼波形將載波與信息碼放大后的波形如圖4.4所示，本文列舉信息碼的前十個(gè)碼元為1001010101。沈陽(yáng)理工大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文 圖4.4放大后的載波與信息碼波形產(chǎn)生m序列，將信息碼加入偽隨機(jī)碼進(jìn)行擴(kuò)頻，如圖4.5所示:圖4.5m序列與擴(kuò)頻后信息碼波形m序列與擴(kuò)頻后的信息碼放大后的波形如圖4.6所示：沈陽(yáng)理工大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文25EditPlotm序列泯形圖擴(kuò)頻后的信息碼xia0.5-0卜1II卜00.611.522.533.54xia圖4.6m序列與擴(kuò)頻后信息碼放大后的波形圖將擴(kuò)頻碼極性轉(zhuǎn)換后與載波相乘，得到BPSK信號(hào)，并進(jìn)行傅里葉變換后得到BP

55、SK的幅度譜和功率譜，如圖4.7所示，由圖可以看出，信號(hào)功率譜的主瓣寬度近似為2000HZ,近似于2倍的信息碼元傳輸速率。日PSK時(shí)域波形圖00.0.80.91日PSK信號(hào)譜幅度3000200010000-1-0.8-0.6-0.4-0.60.81x10圖4.7BPSK時(shí)域波形和信號(hào)功率譜圖沈陽(yáng)理工大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文沈陽(yáng)理工大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文 放大后的波形如圖4.8所示，可以清晰的看出載波反向點(diǎn)。日PSK時(shí)域波形圖ElPSK信方譜幅度3000200010000-1-0.8-0.6-0.4-0.60.81x10圖4.8放大后BPSK時(shí)域和幅度譜波形圖將BPSK信號(hào)通過-10dB的高斯信道，得到加噪后

56、的BPSK信號(hào)，如圖4.9所示:1001圖4.9BPSK功率譜與加噪后的波形圖將加噪的BPSK信號(hào)進(jìn)行傅里葉變換，得到其頻譜圖和功率譜圖如圖4.10所示:將偽隨機(jī)碼與載波相乘得到本地信號(hào)，再將加噪的BPSK信號(hào)與本地信號(hào)相乘并通過fir1濾波器，得到濾波后的波形。如圖4.11所示：本地信號(hào)_2II|00.40.50.1濾波后的波形0.40.50.1圖4.11本地信號(hào)與濾波后的波形圖放大后的波形圖如圖4.12所示:圖4.12放大后的本地信號(hào)波形圖將濾波后的波進(jìn)行抽樣判決，得出輸出碼，如圖4.13所示:輸出碼波形團(tuán)圖4.13輸出碼波形圖放大后的輸出碼波形如圖4.14所示：圖4.14放大后的輸出碼波

57、形圖愉出碼浪形團(tuán)4.4直擴(kuò)系統(tǒng)的抗干擾性能分析根據(jù)分析解調(diào)后得到的輸出碼元信號(hào)的誤碼率，可以判斷在不同信噪比情況下直擴(kuò)系統(tǒng)的抗干擾能力。本文計(jì)算出了從-50dB至OdB,間隔-1OdB如圖4.15所示，從仿真曲線可以看出，隨著信噪比的降低，誤碼率越來越大，在OdB信噪比的情況下，此時(shí)的誤碼率為0。0.5a450.3025020.05信嗥比SNH-5Q-45-40圖4.15誤碼率曲線圖0.350.165同步仿真分析5.1同步參數(shù)設(shè)計(jì)在上述直擴(kuò)系統(tǒng)的條件下設(shè)計(jì)參數(shù)如表5.1所示：表5.1同步參數(shù)設(shè)計(jì)參數(shù)數(shù)值多普勒頻移2000HZPN碼延遲20個(gè)碼元多普勒步進(jìn)200HZ捕獲時(shí)的判決門限0.1跟蹤時(shí)的

58、判決門限0.35.2PN碼的自相關(guān)性仿真圖5.1自相關(guān)特性曲線放大后的自相關(guān)波形圖如圖5.2所示，當(dāng)移動(dòng)的次數(shù)為850次時(shí)，輸入信號(hào)與本地同步信號(hào)相差半個(gè)偽隨機(jī)碼，此時(shí)能夠進(jìn)入跟蹤狀態(tài)，因?yàn)橐苿?dòng)次數(shù)為850次時(shí)的相關(guān)性大約為0.2,而小于850次時(shí)的相關(guān)性遠(yuǎn)小于0.1,則此時(shí)可設(shè)定門限為0.1。圖5.2放大后的自相關(guān)波形圖5.3捕獲在設(shè)定的捕獲門限下，采用偽碼并行-載波串行的方式，載波的步長(zhǎng)為200HZ，偽碼相移半個(gè)碼片，當(dāng)相關(guān)性大于0.1是則進(jìn)入跟蹤狀態(tài)，此時(shí)m序列的相關(guān)性如圖5.3所示，當(dāng)移動(dòng)次數(shù)為850次時(shí)，相關(guān)性大于捕獲時(shí)的門限，則轉(zhuǎn)入跟蹤狀態(tài)。圖5.3捕獲時(shí)放大后m序列的相關(guān)性圖上述

59、為在-10dB信噪比下的相關(guān)性圖，當(dāng)在不同的信噪比條件下時(shí)，其相關(guān)性是不同的，本文以下列出了在-20dB、-3OdB和-40dB信噪比情況下的圖像。在-20dB信噪比下的捕獲時(shí)的相關(guān)性如圖5.4所示：圖5.4-20dB下的相關(guān)性圖-20dB下放大后的相關(guān)性如圖5.5所示:圖5.5-20dB下放大后的相關(guān)性圖在-30dB信噪比下的捕獲時(shí)的相關(guān)性如圖5.6所示，此時(shí)當(dāng)移動(dòng)次數(shù)等于850次時(shí)的相關(guān)性小于-20dB時(shí)的相關(guān)性，但依然大于門限值，能進(jìn)入跟蹤階段，但是移動(dòng)此時(shí)小于850次時(shí)的相關(guān)性波動(dòng)比較大，有的接近門限值，m序列的相關(guān)性已經(jīng)不太明顯，可能在某些情況未到850次就默認(rèn)捕獲成功了。圖5.6-

60、30dB下的相關(guān)性圖-30dB下放大后的相關(guān)性如圖5.7所示:圖5.7-30dB下放大后的相關(guān)性圖在-40dB信噪比下的捕獲時(shí)的相關(guān)性如圖5.8所示，此時(shí)m序列的相關(guān)性由于較低的信噪比已經(jīng)不能準(zhǔn)確的捕獲，說明低信噪比對(duì)同步捕獲有較大的影響。當(dāng)在低于-40dB5.4跟蹤為了進(jìn)一步縮小本地信號(hào)與輸入信號(hào)的延時(shí)差，必須設(shè)定一個(gè)較高的門限，根據(jù)m序列的相關(guān)性曲線，設(shè)定為0.3,在設(shè)定的跟蹤門限下，此時(shí)偽碼的步長(zhǎng)為0.05個(gè)碼片,進(jìn)一步增大m序列的相關(guān)性，當(dāng)其大于0.3時(shí)則默認(rèn)為同步。此時(shí)的輸出本地信號(hào)如圖5.11所示，由Matlab運(yùn)算的數(shù)據(jù)可知，此時(shí)的本地信號(hào)與輸入的信號(hào)只相差0.3個(gè)偽隨機(jī)碼片。0