一種改進(jìn)的LLC電路在交流電源中的應(yīng)用研究

1、一種改良的LLC電路在交流電源中的應(yīng)用研究論文導(dǎo)讀:：LLC諧振電路因具有高功率密度，高效率等優(yōu)點(diǎn)成為研究的熱點(diǎn)，由于其輸出電壓不是正弦交流電，研究焦點(diǎn)集中在直流電壓輸出的LLC諧振變換器。為了在正弦交流電源中利用LLC諧振電路的優(yōu)點(diǎn)，本文介紹一種在LLC變換器根底上改良的直流-交流變換器。首先在Saber仿真根底上論證電路能實(shí)現(xiàn)正弦交流輸出，然后對(duì)電路進(jìn)行頻域分析，并提出一種能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，最后根據(jù)所述方法設(shè)計(jì)電路并仿真驗(yàn)證理論的正確性。論文關(guān)鍵詞：LLC諧振，交流電源，Saber仿真0 引 言交流電源已廣泛應(yīng)用于家電制造業(yè)，電子鎮(zhèn)流器，電機(jī)，電子制造業(yè)醫(yī)療設(shè)備等需要不同頻率電壓

2、及特殊要求的場(chǎng)所。而LLC諧振變換電路因?yàn)槟軐?shí)現(xiàn)軟開(kāi)通等優(yōu)良特性廣泛應(yīng)用于直流電壓輸出電路中。本文提出一種穩(wěn)定工作情況下等效為L(zhǎng)LC的直流-交流變換器。1 電路拓?fù)銵LC諧振拓?fù)淙鐖D1所示，輸入電壓為直流電壓，開(kāi)關(guān)管S1和S2互補(bǔ)導(dǎo)通,各占50%。D1和D2分別為S1和S2體二極管。Lr，Cr和Lp構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)。圖1 LLC諧振拓?fù)銯ig.1 LLC resonant topology半橋中點(diǎn)a的電壓為幅值為Ui的方波,其表達(dá)式Ua為：，式中 T為開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)頻率。將Ua進(jìn)行傅里葉變換可得到：由于電路能通過(guò)局部高頻信號(hào)，且電容Cr具有隔直作用，所以Lp兩端的電壓波形介于矩形波和正弦波之間。Sab

3、er仿真圖如圖2所示。圖2 LLC電路輸出電壓仿真波形Fig.2 Output voltage waveform with LLCcircuit在圖1中，Lp兩端并聯(lián)電容Cp即為本文研究的電路拓?fù)?，具體電路圖如圖3所示。在參加一定大小電容Cp后，由于存在LC低通濾波，電路的會(huì)幾乎完全阻止高頻分量的通過(guò)，加上電容Cr的隔直作用，從而使輸出為正弦波。Saber仿真圖如圖4所示。圖3 并聯(lián)電容后的電路拓?fù)銯ig.3 Circuit after paralleling acapacitor圖4圖3所示電路輸出電壓仿真波形Fig.4 Output voltage waveform with thecir

4、cuit in Fig.32 電路的頻域分析為了實(shí)現(xiàn)電路開(kāi)關(guān)管能夠工作在零電壓導(dǎo)通狀態(tài)論文下載，電路總阻抗須呈感性。由于在LLC電路中并聯(lián)了電容，電路的阻抗特性與LLC電路有一定差異，下面對(duì)電路進(jìn)行頻域分析。據(jù)圖3可得電路的阻抗為： 當(dāng)B0時(shí)，電路呈感性，當(dāng)B2.1Lr和Cr的串聯(lián)局部的頻域分析Lr和Cr的串聯(lián)局部的阻抗為：串聯(lián)諧振的頻率為：那么當(dāng)輸入信號(hào)的頻率ffr時(shí)，串聯(lián)局部電路呈感性；當(dāng)輸入信號(hào)的頻率ffr時(shí)等效電感為：在此頻率范圍，隨著輸入信號(hào)的頻率升高，等效電感量越大，最大等效電感量為L(zhǎng)r，變化趨勢(shì)如圖5所示。而當(dāng)輸入信號(hào)的頻率f此時(shí)隨著輸入信號(hào)頻率升高，等效電容量越大，最小值為Cr

5、，變化趨勢(shì)如圖6所示。圖5 變化時(shí)串聯(lián)局部等效電感電容曲線Fig.5 The curve of Equivalent inductancecapacitanceof the series when is changing圖6 變化時(shí)并聯(lián)局部等效電感電容曲線Fig.6 The curve of Equivalent capacitanceinductanceof the parallel when is changing2.2 Lp,Cp和R的并聯(lián)局部頻域分析Lp,Cp和R并聯(lián)局部阻抗為：Lp,Cp并聯(lián)局部阻抗為：由8、9兩式可知，Lp、Cp、R并聯(lián)局部和Lp,Cp并聯(lián)局部具有同樣的容性和感性。

6、并聯(lián)諧振頻率為：當(dāng)輸入信號(hào)的頻率ffp時(shí)，Lp,Cp并聯(lián)局部呈容性，等效電容為：此時(shí)，當(dāng)輸入信號(hào)頻率越大，等效電容量越大且最大值為Cp,變化趨勢(shì)如圖5所示。當(dāng)輸入信號(hào)頻率f此時(shí)，當(dāng)輸入信號(hào)頻率越大，等效電感量越大且最小值為L(zhǎng)p，變化趨勢(shì)如圖6所示。2.3電路在額定工作頻率及其鄰域的頻域分析選取額定工作頻率f=fr，此時(shí)Lr和Cr的串聯(lián)局部阻抗為零，故要使整個(gè)電路呈感性，需Lp,Cp和R并聯(lián)阻抗呈感性論文下載，即有fr下面對(duì)電路輸入頻率在f=fr鄰域電路的阻抗特性進(jìn)行分析。在輸入信號(hào)頻率f可得到1/2C1較小，即并聯(lián)局部只需要較小的等效電感即可讓整個(gè)電路成感性。此時(shí)并聯(lián)局部阻抗為：而此時(shí)并聯(lián)局部

7、等效電感為：故只要L2取一個(gè)遠(yuǎn)離正無(wú)窮和不接近零的值，并聯(lián)局部的等效電感量相對(duì)較大，可得整個(gè)電路在f在fr在ffp時(shí)，并聯(lián)局部呈容性，并聯(lián)阻抗為：由11式可知輸入信號(hào)頻率f與 fp差值越小，C2越靠近零，此時(shí)越小，即只需串聯(lián)電路有較小的等效電感，可使整個(gè)電路呈感性。由6式可知串聯(lián)電路等效電感為：故當(dāng)L1對(duì)零保持一定裕量時(shí)，即可得在ffp一定區(qū)間內(nèi)整個(gè)電路可呈感性。且當(dāng)fp-fr越大，感性區(qū)間越大。2.4電路可能發(fā)生的諧振在諧振環(huán)各參數(shù)及輸出為開(kāi)路的情況下，總阻抗為0的方程可求出多個(gè)解，令其中離fr最近且小于fr的值為fa，那么電路的最小工作頻率fmin應(yīng)該大于fa并保持一定裕量論文下載，以免發(fā)

8、生諧振產(chǎn)生高壓，或者將fa直接應(yīng)用在某些需要高壓的場(chǎng)合。同理，當(dāng)輸出信號(hào)頻率f從fp持續(xù)增大的時(shí)候，串聯(lián)局部的等效電感和并聯(lián)局部的等效電容可能發(fā)生諧振，并帶來(lái)高壓。大局部可用于LLC諧振變換器的芯片如L6599,MC33067,NCP1396均有軟啟動(dòng)功能。啟動(dòng)時(shí)，變換器的頻率從一個(gè)啟動(dòng)極限頻率逐漸降低。令此時(shí)極限頻率大于fp，那么可利用該特性將電源用于鎮(zhèn)流器等場(chǎng)合。令此時(shí)發(fā)生諧振的頻率為fb，那么：式中C3為Cr與C2串聯(lián)的電感，即：可得頻率為：并聯(lián)等效電容C2可表示為：式中 。令fs=fb，那么芯片啟動(dòng)時(shí)電路能輸出高壓.如果不需要該電壓，那么需設(shè)計(jì)fs小于此時(shí)發(fā)生諧振的頻率fb，且保持一定

9、裕量。3 正常工作時(shí)電路的輸出特性額定工作時(shí)，由于串聯(lián)局部阻抗為零，輸出電壓可近似為半橋中點(diǎn)電壓Ua的基波，故額定工作狀態(tài)輸出電壓為：那么功率因素校正輸出額定電壓為400V時(shí)，輸出電壓的有效值為：=180V當(dāng)并聯(lián)局部和串聯(lián)局部均呈感性的時(shí)候，即：此時(shí)，隨著頻率的升高，串聯(lián)局部感抗增強(qiáng)，并聯(lián)局部感抗降低，故輸出電壓降低。反之，當(dāng)頻率減小時(shí)，輸出電壓升高，故此特性可以用作反應(yīng)穩(wěn)壓。所以可假設(shè)最高工作頻率為：注意，這里所指的最大頻率不代表電路呈感性工作的最大頻率。此時(shí)，電路能夠通過(guò)調(diào)頻來(lái)調(diào)壓，電路工作時(shí)等效于LLC電路。4 變換器參數(shù)的設(shè)計(jì)經(jīng)過(guò)上述分析，可以得到文中所述交流電源諧振元件參數(shù)設(shè)計(jì)方法流

10、程圖如圖7。圖7諧振元件參數(shù)設(shè)計(jì)流程圖Fig.7 The flow diagram of the design ofthe resonant component parameter5 電路仿真與總結(jié)為了驗(yàn)證本文所述方法的正確性，本文建立交流電源基于Saber的仿真模型。電路中主要參數(shù)分別為輸入電壓Ui=400V，額定功率為P=200W，輸出電壓有效值Uo=180V，工作頻率為fr=150kHz，最高工作頻率fp=200kHz論文下載，啟動(dòng)頻率fs=250kHz，諧振頻率fb=300kHz，根據(jù)文中所述方法設(shè)定諧振腔各數(shù)值分別為Cr=13.2nF，Lr=84H，Cp=8nF，Lp=80H，fa=

11、100kHz，最小工作頻率fmin=120kHz。得到仿真如圖8和圖9所示。其中圖8為負(fù)載為400時(shí)電源的輸出電壓，圖9為負(fù)載為800的輸出電壓。由仿真波形可知，輸出電壓能到達(dá)理論目標(biāo)。圖10為上開(kāi)關(guān)管漏源極電壓Uds和S1驅(qū)動(dòng)脈沖Saber仿真波形其中驅(qū)動(dòng)脈沖電壓較小，圖11為放大后的電路波形，由圖可知，在脈沖驅(qū)動(dòng)信號(hào)發(fā)生前，Uds已經(jīng)下降為體二極管導(dǎo)通壓降，此時(shí)體二極管有向上的電流通過(guò)，即發(fā)生零電壓導(dǎo)通。綜上，該電源可以實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通和正弦交流輸出，驗(yàn)證了所述理論的正確性。圖8負(fù)載為400時(shí)電源輸出電壓仿真波形Fig.8 Output voltage of the powerwaveform when the load is 400圖9負(fù)載為800時(shí)電源輸出電壓仿真波形Fig.9 Output voltage of the powerwaveform when the load is 800圖10Uds和S1驅(qū)動(dòng)脈沖仿真波形Fig.10 Uds and drive pulse of the S1 waveform圖11圖10所示仿真圖的放大波形Fig.11 The amplified waveform of the Fig.10參考文獻(xiàn)