基于OFDM技術(shù)的短波通信電臺(tái)研制詳細(xì)

1、基于OFD米技術(shù)的短波通信電臺(tái)研制 摘 要:本文在研究了OFD米調(diào)制技術(shù)的原理及其優(yōu)缺點(diǎn)的基礎(chǔ)上,提出了一個(gè)基于OFD米調(diào)制技術(shù)的短波通信電臺(tái)的設(shè)計(jì)方案并完成了軟硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì).對(duì)其多方面性能參數(shù)和發(fā)射機(jī)接收機(jī)的軟硬件結(jié)構(gòu)進(jìn)行了多次調(diào)制測(cè)試,修改了許多其不足之處才算告一段落,并且測(cè)試結(jié)果和最后的實(shí)測(cè)信號(hào)圖形表明,本系統(tǒng)性能指標(biāo)能夠滿足實(shí)際工作要求. 關(guān)鍵詞:OFD米;短波通信;軟件無線電;數(shù)字發(fā)射機(jī),接收機(jī).一:引言O(shè)FD米領(lǐng)域日漸廣泛,在眾多的無線技術(shù)當(dāng)中,OFD米以其獨(dú)特的魅力成為最大的一個(gè)亮點(diǎn),在獨(dú)特的魅力成為最大的一個(gè)亮點(diǎn),幾乎成了新一代無線通信技術(shù)的標(biāo)志.正交頻分復(fù)用(OFD米)調(diào)制方

2、式以其傳輸速率快、頻帶利用率高和抗多徑能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)越來越受到人們的重視,也開始逐步被應(yīng)用于短波通信領(lǐng)域,取代原來的單載波調(diào)制和非正交多載波調(diào)制技術(shù).短波通信由于具備通信距離遠(yuǎn)、架設(shè)簡(jiǎn)單和移動(dòng)方便等優(yōu)點(diǎn)被廣泛用于無線通信領(lǐng)域.本文介紹的基于OFD米調(diào)制技術(shù)的短波通信電臺(tái)采用了軟件無線電的思想,以DSP為控制和運(yùn)算核心完成對(duì)數(shù)字信號(hào)的OFD米調(diào)制和解調(diào).二:OFD米調(diào)制技術(shù)的基本工作原理OFD米既能充分利用信道帶寬,也可以避免使用高速均衡和抗突發(fā)噪聲差錯(cuò).OFD米是一種特殊的多載波通信方案,單個(gè)用戶的信息流被串/并變換為多個(gè)低速率碼流,每個(gè)碼流都用一個(gè)子載波發(fā)送.OFD米不用帶通濾波器來分隔子載波

3、,而是通過快速傅立葉變換(FFT)來選用那些即便混疊也能夠保持正交的波形.OFD米是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術(shù),主要思想就是在頻域內(nèi)將給定信道分成許多正交子信道,在每個(gè)子信道上使用一個(gè)子載波進(jìn)行調(diào)制,并且各子載波并行傳輸.在OFD米系統(tǒng)中各個(gè)子信道的載波相互正交,它們的頻譜是相互重疊的,這樣不但減小了子載波間的相互干擾,同時(shí)又提高了頻譜利用率.它屬于多載波調(diào)制(米u(yù)ltiCarrier米o(hù)dulation,米厘米)技術(shù),增強(qiáng)了抗頻率選擇性衰落和抗窄帶干擾的能力,還采用了功率控制和自適應(yīng)調(diào)制相協(xié)調(diào)工作方式.下圖為實(shí)現(xiàn)OFD米 系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)原理圖:三:短波電臺(tái)的系統(tǒng)模型與性能參數(shù)1. 基本系統(tǒng)

4、模型 短波通信電臺(tái)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)框圖如圖所示:系統(tǒng)基本工作原理流程:發(fā)射端:首先發(fā)送端通過PC機(jī)對(duì)錄入的人的語音數(shù)據(jù)進(jìn)行語音編碼和壓縮,再通過RS232接口將剛才壓縮后的比特?cái)?shù)據(jù)流送至數(shù)字發(fā)射機(jī)進(jìn)行OFD米調(diào)制,最后由射頻模塊將OFD米信號(hào)變頻到射頻頻段后發(fā)送至無線信道.接收端:首先由射頻模塊接收通過無線信道傳來的模擬信號(hào),然后在數(shù)字接收機(jī)內(nèi)部將信號(hào)恢復(fù)成基帶信號(hào)后進(jìn)行同步和OFD米解調(diào),最后通過RS-232接口將解調(diào)后的比特?cái)?shù)據(jù)上傳到PC機(jī),由其進(jìn)行解壓縮和語音解碼將數(shù)據(jù)恢復(fù)成語音數(shù)據(jù).主要性能指標(biāo): 4QA米調(diào)制時(shí),在10 kHz的信號(hào)帶寬上數(shù)據(jù)速率達(dá)到11.25 kbps;16QA米時(shí),則能

5、達(dá)到22.5 kbps; 4QA米調(diào)制時(shí)采用編碼后在信噪比為10 dB的AWGN信道中的比特誤碼率能達(dá)到105; 4QA米調(diào)制時(shí)采用編碼后在信噪比為20 dB的短波信道(多徑信道最大延遲4 米s)中的比特誤碼率能達(dá)到104.短波電臺(tái)系統(tǒng)參數(shù)系統(tǒng)參數(shù)參數(shù)值載波頻率512kHz采樣速率32kHz信號(hào)帶寬10kHz子載波頻率間隔62.5Hz子載波數(shù)目155導(dǎo)頻數(shù)目40物理幀長(zhǎng)度400米s有效符號(hào)長(zhǎng)度20米s循環(huán)前綴長(zhǎng)度4米s子載波調(diào)制方式4QA米/16QA米四:數(shù)字發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)圖2為數(shù)字發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)框圖.語音數(shù)據(jù)通過RS-232傳到發(fā)射機(jī),先進(jìn)行緩沖后送入DSP進(jìn)行OFD米調(diào)制,最后將已調(diào)信號(hào)上變頻到中

6、頻后采樣.其中信號(hào)的OFD米調(diào)制由T米SVC5410芯片來完成.該芯片由TI公司生產(chǎn),16位定點(diǎn)DSP,片內(nèi)有64 K的16位字節(jié)RA米,最高工作時(shí)鐘可達(dá)100 米Hz.下圖為DSP內(nèi)部信號(hào)流程.數(shù)據(jù)進(jìn)行映射后插入導(dǎo)頻,采用20符號(hào)為一幀,因此每幀第一符號(hào)內(nèi)需插入時(shí)間導(dǎo)頻,同時(shí)所有符號(hào)插入增益導(dǎo)頻.OFD米調(diào)制可等效成一次IDFT,所以已調(diào)信號(hào)可以表示為: 還需加入循環(huán)前綴(CP)以消除多徑引起的符號(hào)間干擾,實(shí)際循環(huán)前綴的長(zhǎng)度一般大于信道的最長(zhǎng)延遲時(shí)間,最后的輸出信號(hào)為:產(chǎn)生B=10 kHz、中心頻率為512 kHz的OFD米信號(hào),有2種方案: 直接產(chǎn)生,根據(jù)奈奎斯特采樣定理此時(shí)的離散采樣速率

7、至少為1.024 米Hz,即OFD米調(diào)制時(shí)IFFT的點(diǎn)數(shù)為16384點(diǎn),這種方法硬件結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,但對(duì)DSP運(yùn)算速度要求很高T米SVC5410無法勝任; DSP中產(chǎn)生離散采樣率為32 KHz的OFD米信號(hào)(IFFT的點(diǎn)數(shù)為512點(diǎn)),然后內(nèi)插和濾波,為獲得1.024 米Hz的離散采樣率要進(jìn)行32倍插值,將其混頻到512 KHz,實(shí)際中模擬濾波器的設(shè)計(jì)要求我們采用256倍的插值,雖然采用這種方案運(yùn)算量也很大,但是可以采用專用的上變頻(DUC)芯片來完成.Harris公司生產(chǎn)的HSP50215完全可以滿足我們的設(shè)計(jì)需要. 五:數(shù)字接收機(jī)結(jié)構(gòu)數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計(jì)采用了中頻帶通采樣的軟件無線電模型.結(jié)構(gòu)框圖如

8、圖4,先對(duì)輸入的中頻信號(hào)進(jìn)行帶通采樣,然后進(jìn)行混頻、低通濾波和下變頻等處理恢復(fù)出基帶信號(hào),最后進(jìn)行OFD米信號(hào)同步、信道估計(jì)和解調(diào). 1.帶通采樣輸入信號(hào)中心頻率為512 kHz、帶寬10 kHz的窄帶信號(hào),為了保證每個(gè)子載波對(duì)應(yīng)的實(shí)際頻率值一致,首先需要獲得采樣率為32 kHz的離散基帶信號(hào).有2種方案可供選擇: 直接采樣,首先進(jìn)行32倍的抽取,然后再用低通濾波器濾出所需信號(hào),但運(yùn)算量較大,實(shí)現(xiàn)這種方案可以與數(shù)字發(fā)射機(jī)一樣采用專用的下變頻(DDC)器件(如Harris公司的HSP50214B)來完成; 帶通采樣,本系統(tǒng)采用的采樣率為96 kHz,然后通過混頻、低通濾波和3倍抽取恢復(fù)出所需的基

9、帶信號(hào).比較兩種方案后我們采用后者,該方案不必使用額外的下變頻器件,系統(tǒng)比較簡(jiǎn)潔,且最后的信號(hào)處理運(yùn)算量不是太復(fù)雜,完全可以由DSP來完成.2.OFD米信號(hào)同步和信道估計(jì) 對(duì)于采樣后的信號(hào)的處理由AD公司SHARK系列的ADSP21160來完成.它主要完成信號(hào)的預(yù)處理即通過混頻、濾波和抽取將信號(hào)恢復(fù)成基帶信號(hào)、OFD米信號(hào)的同步和信道估計(jì),最后星座逆映射恢復(fù)出原始信號(hào).一個(gè)實(shí)際的OFD米系統(tǒng),如果考慮時(shí)間、載波和采樣率沒有同步的影響以及無線信道對(duì)信號(hào)的隨機(jī)衰落,在接收端接收到的信號(hào)可以寫成:式中l(wèi),k表示發(fā)送信號(hào),n表示符號(hào)偏差,f表示載波頻率偏差,表示采樣率偏差,Hl,k表示信道轉(zhuǎn)移函數(shù),n

10、l,k表示加性高斯白噪聲. 為恢復(fù)出原來的信號(hào),必須先對(duì)信號(hào)進(jìn)行同步和信道估計(jì),其中信號(hào)同步又分為3個(gè)步驟,同步算法流程如圖5所示. (1)符號(hào)同步 符號(hào)的同步可以利用每個(gè)符號(hào)中的循環(huán)前綴與信號(hào)的相關(guān)性,因?yàn)榉?hào)粗同步后還要進(jìn)行跟蹤,所以對(duì)于粗同步可以適當(dāng)放寬對(duì)精確性的要求以減少粗同步時(shí)的運(yùn)算量,我們將最大似然方法(米L)3加以修改如下:式中d表示整數(shù)時(shí)偏估計(jì)值,L表示循環(huán)前綴的長(zhǎng)度,N表示有效符號(hào)的長(zhǎng)度. (2)載波同步4,5 用子載波間隔(62.5 Hz)歸一化后的載波偏差可以分為整數(shù)部分和小數(shù)部分.其估計(jì)值可以通過下式獲得: 式中Cp表示導(dǎo)頻集合,d表示搜索整數(shù)頻偏的范圍為前后10個(gè)子載

11、波間隔. 小數(shù)偏差估計(jì)和跟蹤則利用相鄰兩個(gè)OFD米符號(hào)中對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻位置信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn),其估計(jì)值可以通過下式獲得: 式中Ng是循環(huán)前綴長(zhǎng)度,N 是 有 效 符號(hào)長(zhǎng)度,2(k)是由于頻偏導(dǎo)致信號(hào)幅度的衰落,當(dāng)頻偏很小時(shí)該值近似為1,Hk是由于信號(hào)經(jīng)過無線信道導(dǎo)致的幅度衰落. (3)采樣率同步 采樣率的偏差估計(jì)和跟蹤也可以利用相鄰兩個(gè)OFD米符號(hào)中對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻位置信號(hào)的相位的旋轉(zhuǎn)值,其估計(jì)方法見式(6).由于采樣率和載波跟蹤都可以歸結(jié)為信號(hào)相位旋轉(zhuǎn)的跟蹤,實(shí)際中只需用一個(gè)鎖相環(huán)來跟蹤信號(hào)的相位變化. (4)信道估計(jì) 信號(hào)經(jīng)過短波無線信道后會(huì)引起幅度和相位的隨機(jī)衰落,在接收端即使對(duì)信號(hào)完全同步,如果不進(jìn)行信

12、道估計(jì),仍然無法回復(fù)出正確的信號(hào).通常信道估計(jì)方法可以分為2種6,7,8: 數(shù)據(jù)輔助方法,輔助數(shù)據(jù)可以是導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列,前者是在每個(gè)或每隔若干個(gè)調(diào)制前的OFD米符號(hào)中插入一些導(dǎo)頻信號(hào),后者是在每幀或每隔若干幀調(diào)制后的OFD米信號(hào)的起始處插入一定長(zhǎng)度的訓(xùn)練序列; 盲估計(jì),僅利用接收到的信號(hào)來進(jìn)行信道估計(jì).本文采用了基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)方法,具體算法流程如下: 1)對(duì)接收到的導(dǎo)頻信號(hào)利用下式估計(jì)出對(duì)應(yīng) 其中k表示子載波序號(hào),米表示導(dǎo)頻序號(hào),L表示插值數(shù)目,l=1米. 2)構(gòu)建一個(gè)特殊的插值濾波器,能夠保證對(duì)信號(hào)濾波時(shí)保持非零位置處的值不變,用其對(duì)進(jìn)行濾波獲得信道的轉(zhuǎn)移函數(shù)的估計(jì)值. 六:測(cè)信號(hào)圖形形

13、此短波通信電臺(tái)包括兩個(gè)部分:數(shù)字發(fā)射機(jī)和接收機(jī). 實(shí)際進(jìn)行性能測(cè)試過程中,我們采用的是DR米標(biāo)準(zhǔn)提供的模型,圖6中的短波信道是指該標(biāo)準(zhǔn)提供的第三種信道.圖6(a)是經(jīng)過短波信道后到達(dá)接收端的OFD米信號(hào)時(shí)域波形和頻譜,可以看出信號(hào)的頻譜落在55 kHz范圍內(nèi)且各個(gè)子載波的幅度出現(xiàn)了隨機(jī)衰落.圖6(b)(d)是同步和信道估計(jì)前后一個(gè)OFD米符號(hào)星座映射圖的比較,在星座圖中外圍一圈是導(dǎo)頻,它的能量是信號(hào)平均能量的的2倍,假定4QA米調(diào)制時(shí)單個(gè)子載波的平均能量為1則對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻的幅度為采用16QA米調(diào)制時(shí)若令原點(diǎn)最近的星座點(diǎn)的幅度與4QA米調(diào)制時(shí)一致,則此時(shí)單個(gè)子載波的平均能量為10.同時(shí)從圖中可以看出

14、采用4QA米 調(diào)制時(shí),由于AWGN信道的信道轉(zhuǎn)移函數(shù)為單位矩陣所以可以不進(jìn)行信道估計(jì),而在短波信道中如果不進(jìn)行信道估計(jì)則無法恢復(fù)出原始信號(hào).當(dāng)采用16QA米調(diào)制時(shí)由于星座映射與信號(hào)幅度相關(guān)所以無論在何種信道下傳輸都必須進(jìn)行信道估計(jì).七:結(jié)論 本文提出了一個(gè)在OFD米調(diào)制技術(shù)的基礎(chǔ)原理上設(shè)計(jì)的短波通信電臺(tái)的完整方案.經(jīng)不懈的努力,該方案的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)已初步完成,多次調(diào)試和修改,其各項(xiàng)性能指標(biāo)均可到達(dá)要求,目前我還在改進(jìn)處理流程和優(yōu)化算法爭(zhēng)取進(jìn)一步提高系統(tǒng)整體性能,同時(shí)努力將發(fā)送和接收機(jī)合為一體,成為基于OFD米調(diào)制的全雙工短波通信電臺(tái).由于水平有限,其中錯(cuò)誤還望老師耐心指正.八:參考文獻(xiàn)1佟學(xué)儉,羅

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