反饋控制電路

1、關(guān)于反饋控制電路第一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月11.1 自動增益控制電路(AGC) 11.1.1 電路組成原理 自動增益控制電路(簡稱AGC電路)是接收機中普遍采用的一種反饋控制電路。接收機工作時，由于接收點與發(fā)送臺的距離不同以及電波傳播條件的變化，使接收機收到的信號強度有很大差異，其變化范圍可達幾十微伏至幾百毫伏。在這種情況下，如果接收機采用恒定增益放大，則無法兼顧靈敏度和動態(tài)范圍兩者的要求。 第二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.1是具有AGC電路的調(diào)幅接收機部分組成方框圖。圖中，高放、混頻和中放組成可控增益放大器(關(guān)于增益的控制方式將在后面討論)，AGC

2、檢波器和直流放大器組成環(huán)路的控制器。電路工作時，AGC檢波器對中放輸出的載波振幅取樣，并與設(shè)定的參考電壓UR進行比較。當來自天線的信號較強，使得載波幅度大于UR時，AGC檢波器將輸出一反映信號強弱變化的微小電壓，經(jīng)直流放大后去調(diào)節(jié)中放和高放的增益，實現(xiàn)AGC。當信號很弱使得載波幅度小于UR時，AGC檢波器輸出為零，這時AGC電路不起作用，放大器便以最大增益對信號進行放大。第三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.1 具有AGC電路的接收機組成框圖 第四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 11.1.2 對AGC控制特性的要求 AGC電路的增益控制特性，可用受控放大器的傳輸特

3、性曲線來描述，如圖11.2所示。當輸入信號ui小于起控門限電壓UiA時，AGC不起作用，這時放大器的增益最大(對應(yīng)零點到A點連線的斜率)。 第五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 由圖11.2可知，在AGC作用下，允許放大器輸入電壓的變化范圍在UiA和UiB之間，對應(yīng)輸出電壓的最大變化量Uo=Uomax-Uomin，這時受控放大器的最大電壓增益和最小電壓增益分別為Kumax=Uomin/UiA和Kumin=Uomax/UiB。因此，放大器的增益控制倍數(shù)GC可表示為(11.11) 第六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 式中，Aui=UiB/UiA、Auo=Uomax/Uomin

4、分別為AGC作用下輸入電壓允許變化的倍數(shù)和輸出電壓的相對變化量。上式也可用分貝值表示為(11.1.2) 在AGC電路中，Auo是由系統(tǒng)最佳接收或檢測所限定的參數(shù)，所以要求在增益控制的范圍內(nèi)Auo應(yīng)盡可能小，以保證輸出電壓的穩(wěn)定。式(11.11)表明，當Auo一定時，輸入信號電壓的變化倍數(shù)越大，要求增益控制的倍數(shù)就越大。第七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.2 AGC放大器的傳輸特性 第八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 11.1.3實現(xiàn)增益控制的方法 1.差動放大器增益控制電路 在集中選頻放大器中，廣泛采用由多級可控增益差動電路組成的線性集成放大器。圖11.3示出了

5、兩種常用的單級差動放大器增益控制電路，它們都屬于通過改變射極負反饋深度來實現(xiàn)對增益的控制。在圖(a)電路中，兩個參數(shù)相同的二極管VD1、VD2分別和電阻R構(gòu)成差放管V1、V2的射極負反饋網(wǎng)絡(luò)，增益控制電壓uC經(jīng)RA加于VD1、VD2正極端的A點。由于A點相當差模信號的接地端，所以V1和V2的射極等效負反饋電阻Re=Rrd，其中，rd為二極管的動態(tài)電阻。 第九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.3(b)電路是用一多發(fā)射級管V3的兩個發(fā)射結(jié)來代替圖(a)電路中的VD1、VD2管，且極性相反，而控制電壓uC則通過V4管對V3管起作用。當uC增大時，V4、V3管電流增大，使得V3管兩個

6、發(fā)射結(jié)的動態(tài)電阻減小，引起差放管射極等效電阻減小，結(jié)果放大器增益因負反饋減弱而增大。反之，uC減小時增益將隨之減小，當uC減小到使V4管截止時，增益便降到最小值?？梢?，增益受控規(guī)律與(a)電路相同。第十張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.3 單級差動增益控制電路 第十一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 2.電控衰減器增益控制電路 在放大級之間的信號通道中插入可控衰減器，通過對衰減量的控制也可實現(xiàn)對總增益的控制。為了在控制增益的同時，不影響信號的傳輸質(zhì)量，通常要求衰減器不僅要有較大的可控衰減量，足夠的帶寬，而且控制通道和信號通道之間要有良好的隔離。圖11.4示出了一種適

7、用于差動級之間的電控衰減器增益控制電路。圖中，V1、V2和V3、V4管組成差動式可控衰減器，V1、V4的基極相接并加一固定偏壓，控制電壓uC經(jīng)RA、RB加在V2、V3的基極。 第十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.4 差動式可控衰減器電路 第十三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月11.2 自動頻率控制電路 11.2.1 工作原理 自動頻率控制電路是一種頻率的負反饋控制電路，其一般的組成方框圖如圖11.5所示。圖中，輸入信號頻率fi和壓控振蕩器(簡稱VCO)的振蕩頻率f0通過混頻器產(chǎn)生新頻率fx。第十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.5 自動頻率控制電

8、路的組成方框圖 第十五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 11.2.2 自動頻率微調(diào)(AFC)電路 在外差式接收機中，利用本機振蕩信號與接收到的高頻已調(diào)波信號進行混頻，將高頻已調(diào)波信號變換為中頻信號，再經(jīng)中頻放大器放大。實際工作中，由于高頻載波fC的漂移，或本機振蕩頻率fL的不穩(wěn)定，都會使混頻后的中頻fI(=fL-fC)偏離規(guī)定值(如電視接收機為38MHz)。這將導(dǎo)致中頻放大器工作在失諧狀態(tài)，引起增益下降、信號失真等現(xiàn)象。如果采用自動頻率微調(diào)(簡稱AFC)電路來鎖定中頻頻率，就能克服上述缺點。第十六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.6是采用AFC電路的調(diào)幅接收機組成方

9、框圖。與普通調(diào)幅接收機相比，增加了限幅(即切去調(diào)幅包絡(luò))鑒頻器、窄帶低通濾波器和放大器，同時將本機振蕩器改為壓控振蕩器，從而形成了一個附加的頻率反饋環(huán)路。由圖11.6可知，無論何種原因，當fI偏離規(guī)定值時，鑒頻器輸出的誤差電壓經(jīng)低通濾波和放大后去控制VCO的頻率fL，使fI達到或接近規(guī)定值。第十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.6 具有AFC的調(diào)幅接收機組成框圖 第十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 11.2.3調(diào)頻負反饋解調(diào)電路 調(diào)頻負反饋解調(diào)電路的組成方框圖如圖11.7所示，與普通調(diào)頻接收機的解調(diào)電路相比較，區(qū)別在于它把輸出的解調(diào)電壓又反饋作為本機振蕩器的V

10、CO控制電壓，使其振蕩頻率按調(diào)制信號規(guī)律變化。這時對混頻器而言，相當加了兩個載波頻率不同而調(diào)制信號相同的調(diào)頻波。若設(shè)輸入調(diào)頻波的瞬時頻率為fi(t)=fC+fmCcost，在環(huán)路鎖定時，VCO產(chǎn)生的調(diào)頻振蕩的瞬時頻率為f0(t)=fL+fmLcost，則混頻器輸出的中頻瞬時頻率 fI(t)=f0(t)-fi(t)=(fL-fC)-(fmC- fmL)cost=fI-fmIcost 第十九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 式中，fI=fL-fC、fmI=fmC-fmL分別為中頻信號的載波頻率和最大頻偏?？梢姡蓄l信號仍為不失真的調(diào)頻波，只是最大頻偏由fmC減小到fmI，因而通過中頻放大

11、器、限幅鑒頻器后就可解調(diào)出不失真的調(diào)制電壓。 第二十張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.7 調(diào)頻負反饋解調(diào)電路的組成方框圖 第二十一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月11.3 鎖相環(huán)路的組成和環(huán)路方程 11.3.1 鎖相環(huán)路的組成 相位鎖定環(huán)路簡稱鎖相環(huán)路，英文的縮寫是PLL。鎖相環(huán)路是相位反饋控制環(huán)路?；炬i相環(huán)路由鑒相器(PD)、環(huán)路低通濾波器(LPF)和電壓控制振蕩器(VCO)三個部件組成，如圖11.8所示。 第二十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 基本工作原理：環(huán)路的輸入信號ui(t)，其相位為1(t)；壓控振蕩器的輸出信號為uo(t)，其相位為2(t

12、)。鑒相器的輸出電壓ud(t)是ui(t)與uo(t)的相位差e(t)=1(t)-2(t)的函數(shù)。ud(t)經(jīng)過低通濾波器濾波取出直流和低頻信號uC(t)。在電壓uC(t)的控制下，壓控振蕩器的頻率向輸入信號的頻率靠攏，直至達到相等，鑒相器輸出電壓ud(t)恒定不變。有恒定的相位差，而沒有頻率差。 第二十三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.8 基本鎖相環(huán)路的組成方框圖 第二十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月1、鑒相器 ui(t)=Uimsinit+i =Uimsin0t+(i-0)t+i =Uimsin0t+1(t) uo(t)=Uomcos0t+2(t) 鑒相器輸

13、出電壓ud(t)是兩個輸入電壓相位差e(t)的函數(shù)。不同形式的鑒相器，函數(shù)關(guān)系不同，乘積型鑒相器的輸出電壓為 (11.31) 第二十五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.9 乘積型鑒相器的鑒相特性和數(shù)學模型 (a)鑒相特性;(b)數(shù)學模型 第二十六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 2. 低通濾波器 環(huán)路低通濾波器常用的有三種形式，如圖11.10所示。圖11.10(a)所示的是RC積分低通濾波器，它的傳遞函數(shù)(11.32) 圖11.10(b)示出的是無源比例積分濾波器，它的傳遞函數(shù)(11.33)第二十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.10(c)示出的是

14、用運算放大器構(gòu)成的有源比例積分濾波器。當把運算放大器近似為理想運放時，它的傳遞函數(shù)(11.34)這種形式的低通濾波器是一個理想積分器。 第二十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.10 環(huán)路低通濾波器 (a)RC積分型；(b)無源比例積分型；(c)有源比例積分型 第二十九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 環(huán)路低通濾波器的數(shù)學模型在復(fù)頻域(即S域)可以用傳遞函數(shù)等于F(s)的線性網(wǎng)絡(luò)表示。若用時域的微分算子p代替s，則可得到低通濾波器的傳輸算子F(p)。所以，在時域又可以用傳輸算子等于F(p)的線性網(wǎng)絡(luò)表示，如圖11.11所示。第三十張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022

15、年6月圖11.11 低通濾波器數(shù)學模型 第三十一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 3.壓控振蕩器 壓控振蕩器簡寫為VCO。壓控振蕩器的瞬時角頻率v(t)受外加電壓uC(t)的控制。瞬時角頻率v(t)與外加控制電壓uC(t)的關(guān)系曲線是壓控特性曲線，如圖11.12(a)所示。在壓控振蕩器起始角頻率0處，壓控特性的斜率叫壓控靈敏度，用k0表示，單位是rad/(sV)。在壓控特性曲線的線性范圍內(nèi)，瞬時角頻率v(t)與控制電壓的關(guān)系可近似為(11.35) 壓控振蕩器輸出電壓uo(t)的相位 第三十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖 11.12 VCO的壓控特性和數(shù)學模型第三十三

16、張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 壓控振蕩器輸出電壓uo(t)的相位 (11.36) 由此可以看出，壓控振蕩器可以用一個理想積分器等效，相應(yīng)的數(shù)學模型如圖11.12(b)所示。第三十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 11.3.2 鎖相環(huán)路的相位模型和環(huán)路方程 根據(jù)以上三個部件的數(shù)學模型，可得到基本鎖相環(huán)的數(shù)學模型，如圖11.13所示。 圖11.13 基本鎖相環(huán)的相位模型 第三十五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 該模型直接示出了輸出信號相位2(t)與輸入信號相位1(t)之間的關(guān)系，故稱其為基本鎖相環(huán)的相位模型。根據(jù)此模型可以導(dǎo)出環(huán)路的動態(tài)方程(11.37) 第三

17、十六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 式(11.37)是描述鎖相環(huán)工作狀態(tài)的基本方程，它是一個非線性微分方程。根據(jù)環(huán)路的動態(tài)方程可知，鎖相環(huán)在任何時刻始終滿足 固有頻差=瞬時頻差+控制頻差 即 0=e+v (11.38) 環(huán)路開始工作的瞬間，控制頻差v=0，固有頻差等于瞬時頻差。 第三十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月11.4 鎖相環(huán)路的基本性能分析 11.4.1 一階鎖相環(huán)性能分析 一階鎖相環(huán)是F(p)=1，即沒有環(huán)路濾波器的鎖相環(huán)路。該環(huán)路的動態(tài)方程為 pe(t)=p1(t)-Ksine(t) (11.41)這是一個一階非線性微分方程。二階以下的非線性微分方程的解法，

18、目前有圖解法和計算機數(shù)值解法，在此采用圖解法。非線性微分方程的圖解法又叫相平面圖法。 第三十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 由pe和e構(gòu)成的平面叫相平面。由pe和e在相平面上確定的點叫相點。隨著時間變化，相點在相平面上移動的軌跡叫相軌跡。包含有相軌跡的相平面叫相平面圖。在固定頻率輸入的情況下，輸入信號1(t)=0t+i，p1(t)=0，則動態(tài)方程為 pe=0-Ksine (11.42) 此方程又是相軌跡方程。第三十九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 1. 當|0|K時，環(huán)路的捕捉狀態(tài)和鎖定狀態(tài) 在這種條件下，該鎖相環(huán)路的相平面圖如圖11.14所示。 圖11.14 |0|

19、K時，環(huán)路的失鎖狀態(tài)和頻率牽引現(xiàn)象 當固有頻差|0|K時，相應(yīng)的相平面圖如圖11.15所示。由圖可見，在這種情況下，相軌跡與橫軸沒有交點，所以環(huán)路不可能鎖定，稱這種狀態(tài)為失鎖狀態(tài)。在失鎖狀態(tài)下，e是隨時間變化的正弦函數(shù)。pe是e隨時間變化的速率。|pe|越大，e隨時間變化越快，|pe|越小，e隨時間變化越慢。從相平面圖可見，e由2n變化到(2n+1)區(qū)間對應(yīng)的pe值比e由(2n+1)變化到2n區(qū)間對應(yīng)的pe值小。 第四十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.15 |0|K時一階環(huán)的相平面圖 第四十三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.16 失鎖狀態(tài)下，ud、v與時間

20、關(guān)系曲線 第四十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 3. 當|0|=K時，環(huán)路的臨界狀態(tài) |0|=K時，鎖相環(huán)路的相平面圖如圖11.17所示。由圖可見，相軌跡與橫軸相切，A，B兩點合為一點。這種情況是鎖定與失鎖的交界，稱其為臨界狀態(tài)。當|0|再增大時，環(huán)路就失鎖；當|0|再減小時，環(huán)路就鎖定。 第四十五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 如果環(huán)路起始的固有頻差|0|K，環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。輸入信號的角頻i緩慢地減小，固有頻差|0|減小，當|0|減小到|0|=K時，環(huán)路進入到臨界狀態(tài)，開始鎖定。同樣可以定義環(huán)路由失鎖而進入開始鎖定的最大固有頻差，稱其為環(huán)路的捕捉帶，用p表示。顯然

21、，一階鎖相環(huán)的捕捉帶 p=K (11.45) 一階鎖相環(huán)捕捉過程是在一個周期之內(nèi)完成的，這種不需要經(jīng)過幾個周期就可進入鎖定的捕捉過程稱為快捕，相應(yīng)的捕捉帶叫快捕帶，用L表示。一階鎖相環(huán)的快捕帶 L=K (11.46) 第四十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 11.4.2 二階鎖相環(huán)的基本性能 1.環(huán)路的線性相位模型和傳遞函數(shù) 根據(jù)一階環(huán)路性能分析可知，鎖相環(huán)路存在著捕捉狀態(tài)、鎖定狀態(tài)、失鎖狀態(tài)。在鎖定狀態(tài)下，輸出信號的頻率會跟蹤輸入信號頻率的變化，并始終保持頻率相等的關(guān)系。這種壓控振蕩器的頻率跟蹤輸入信號頻率變化的狀態(tài)叫跟蹤狀態(tài)。描述跟蹤狀態(tài)的基本參量是同步帶。同步帶越大，環(huán)路能夠

22、跟蹤輸入信號頻率變化的范圍越寬。環(huán)路在失鎖狀態(tài)下，壓控振蕩器頻率雖會向輸入信號頻率靠攏，但是不能達到相等。因此，壓控振蕩器的頻率也不會跟蹤輸入信號頻率。第四十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 在鎖定或跟蹤狀態(tài)下，環(huán)路的剩余誤差e很小，sinee，所以正弦鑒相器可近似為線性器件，UdKde。Kd是鑒相器的鑒相靈敏度，數(shù)值上與Ud相等。在這種狀態(tài)下，環(huán)路可等效成線性鎖相環(huán)，用線性微分方程描述。 在失鎖和捕捉狀態(tài)下，環(huán)路處于非線性狀態(tài)，環(huán)路的動態(tài)方程是非線性方程。 在有噪聲輸入的情況下，根據(jù)噪聲的大小同樣可以分成線性狀態(tài)下環(huán)路噪聲性能分析和非線性狀態(tài)下環(huán)路的噪聲性能分析。第四十九張，PP

23、T共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖 11.17第五十張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 根據(jù)本章的任務(wù)，僅對線性狀態(tài)下環(huán)路的基本性能做原理性分析，其他內(nèi)容可參閱有關(guān)鎖相的專著。 線性狀態(tài)下環(huán)路的相位模型如圖11.18所示。環(huán)路的線性動態(tài)方程為 se(s)=s1(s)-KF(s)e(s) (11.47) s是復(fù)頻域拉氏算子。其中:e(s)、1(s)分別為e(t)、1(t)的拉氏變換，F(xiàn)(s)是環(huán)路低通濾波器的傳遞函數(shù)。 第五十一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.18 基本鎖相環(huán)路的線性相位模型 第五十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月環(huán)路的閉環(huán)傳遞函數(shù) 環(huán)路

24、的誤差傳遞函數(shù) 該環(huán)路的開環(huán)傳遞函數(shù) (11.48) (11.49) (11.410) 第五十三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 目前應(yīng)用最多的是二階鎖相環(huán)，而二階鎖相環(huán)中應(yīng)用最多的是用理想積分濾波器構(gòu)成的理想積分二階鎖相環(huán)。這種鎖相環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為誤差傳遞函數(shù)為 (11.411) (11.412) 第五十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 2.環(huán)路的頻率響應(yīng) 將傳遞函數(shù)中的s用j代替，就可得到環(huán)路的頻率響應(yīng)函數(shù) (11.413) (11.414) 第五十五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 根據(jù)閉環(huán)頻率響應(yīng)函數(shù)式(11.413)可以分別畫出閉環(huán)頻率響應(yīng)的幅頻特性

25、和相頻特性曲線如圖11.19所示。由圖可見閉環(huán)頻率響應(yīng)具有低通特性。 根據(jù)誤差頻率響應(yīng)函數(shù)式(11.414)可以畫出誤差頻率響應(yīng)的幅頻特性和相頻特性曲線如圖11.20所示。由圖可見誤差頻率響應(yīng)具有高通特性。第五十六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.19 理想積分二階環(huán)的閉環(huán)頻率響應(yīng) (a)幅頻特性；(b)相頻特性 第五十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.20 理想積分二階環(huán)的誤差頻率響應(yīng)第五十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 環(huán)路的3dB帶寬 (11.415) 由此式可見，n越大，越大，環(huán)路的帶寬C也越大。 環(huán)路的頻率響應(yīng)是對輸入相位1(t)的角頻

26、率而言的。當環(huán)路輸入為相位調(diào)制信號 uPM=Uimsin0t+mpcost 第五十九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 時，環(huán)路的輸入相位1(t)=mpcost。環(huán)路的頻率響應(yīng)就是當1(t)的角頻率變化時，環(huán)路輸出相位2(t)的幅值和相位的響應(yīng)。穩(wěn)態(tài)條件下 2(t)=mp|H(j)|cost+argH(j) (11.416) e(t)=mp|He(j)|cost+argHe(j) (11.417) 在帶內(nèi)，當C時 則 2(t)0 e(t)mpcost環(huán)路的輸出電壓 uo(t)Uomcos0t 第六十一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 3.環(huán)路的跟蹤誤差 鎖定情況下環(huán)路的剩余相

27、位誤差e的大小，是衡量環(huán)路跟蹤性能的重要指標之一。剩余相位誤差e可以根據(jù)終值定理求得： (11.418) 顯然，對不同1(s)，剩余相差不同。同樣以理想積分二階環(huán)為例進行分析。 當1(t)=，即輸入是一個相位階躍信號時(11.419) 第六十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 當1(t)=0t，即輸入是一個頻率階躍信號時 當 ,即輸入是一個頻率斜升信號時 (11.421) 第六十三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 4.調(diào)制跟蹤與載波跟蹤 (1)調(diào)制跟蹤：當鎖相環(huán)路的輸入信號ui(t)是一個調(diào)相信號 ui(t)=Uimsin0t+mpcost 環(huán)路的輸入相位 1(t)=mpc

28、ost 時，根據(jù)環(huán)路頻率響應(yīng)特性分析可知，在帶內(nèi)環(huán)路的輸出相位2(t)可無差跟蹤輸入相位變化。即 2(t)mpcost,e(t)0 在這種情況下，輸出信號 uo(t)=Uomcos0t+mpcost 第六十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 也是一個調(diào)相信號，相位的變化與輸入信號完全相同。這種跟蹤方式叫調(diào)制跟蹤。處于調(diào)制跟蹤狀態(tài)工作的鎖相環(huán)叫調(diào)制跟蹤環(huán)。利用調(diào)制跟蹤環(huán)，可實現(xiàn)調(diào)頻信號的解調(diào)。 若鎖相環(huán)路輸入的是調(diào)頻信號 uFM(t)=Uimsin0t+mfsint 其中，調(diào)制信號u(t)=Umcost，在調(diào)制跟蹤狀態(tài)下，環(huán)路的輸出相位 2(t)=mfsint 第六十五張，PPT共八十

29、八頁，創(chuàng)作于2022年6月 壓控振蕩器的輸入電壓 即 所以，壓控振蕩器的輸入電壓就是調(diào)制信號。第六十六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 (2)載波跟蹤：根據(jù)鎖相環(huán)頻率響應(yīng)特性分析，已知在帶外，輸出信號不能跟蹤輸入信號的相位變化。輸出電壓uo=Uomcos0t，它是一個未調(diào)制的載波，其載頻0跟隨輸入信號的載頻變化，而相位不跟蹤輸入相位變化，這種狀態(tài)叫載波跟蹤。工作在載波跟蹤的鎖相環(huán)叫載波跟蹤環(huán)。載波跟蹤鎖相環(huán)帶寬窄，利用它的窄帶跟蹤特性，可以用于同步檢波中載波信號的再生，數(shù)字信號傳輸中位同步信號的提取，淹沒在噪聲中信號的檢測及其相干處理方面。第六十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022

30、年6月11.5 鎖相應(yīng)用舉例 11.5.1 鎖相頻率合成 1. 用于頻率合成中的鎖相環(huán) 頻率合成是由標準頻率源經(jīng)過頻率的加、減、乘、除運算得到一系列的頻率信號的理論與技術(shù)。實現(xiàn)頻率合成的設(shè)備叫頻率合成器。利用鎖相技術(shù)實現(xiàn)頻率合成的方法叫間接頻率合成法，這種方法是目前頻率合成中應(yīng)用最廣泛的方法之一。 第六十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 用于頻率合成中的鎖相環(huán)有倍頻鎖相環(huán)、分頻鎖相環(huán)和混頻鎖相環(huán)。倍頻鎖相環(huán)如圖11.21所示。鎖定狀態(tài)下，輸入信號的參考頻率fr與分頻器輸出信號頻率fo/N相等，則環(huán)路輸出信號頻率 圖11.22示出的是分頻鎖相環(huán)。在鎖定條件下，輸入信號的參考頻率fr等

31、于倍頻器輸出信號頻率Nfo，所以輸出信號的頻率(11.51) 第六十九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.21 倍頻鎖相環(huán)的框圖 第七十張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.22 分頻鎖相環(huán)的框圖 第七十一張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.23示出的是混頻鎖相環(huán)框圖。輸出信號頻率fo與u1信號的頻率f1在混頻器中進行加減運算，得到和、差頻fof1。鎖定情況下，輸入信號的參考頻率fr與混頻器輸出信號頻率fof1相等，則輸出信號頻率(11.53) 分頻、倍頻和混頻鎖相環(huán)的電路形式很多，有模擬電路，也有數(shù)字電路。由這些基本環(huán)路可以構(gòu)成各種各樣的頻率合成器

32、。目前市場上集成頻率合成芯片已大量銷售，下面舉一例說明。第七十二張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖11.23 混頻鎖相環(huán)的框圖 第七十三張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 2.中規(guī)模集成頻率合成器舉例 MC145100系列是典型的中規(guī)模頻率合成器。它們是CMOS電路。MC145106的方框圖如圖11.24所示，其中包含有參考振蕩器(或放大器)、參考分頻器、程序分頻器和鑒相器。利用它構(gòu)成鎖相環(huán)時需要外接環(huán)路濾波器和壓控振蕩器。 第七十四張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.24 MC145106內(nèi)部電路框圖 第七十五張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 圖1

33、1.25示出的是利用MC145106芯片構(gòu)成的民用波段收發(fā)信機頻率合成器。收發(fā)頻率由R/T來控制。程序分頻器的分頻比由預(yù)置端p0、p1、p2、p3、p4、p5、p6、p7、p8所設(shè)置的9位二進制碼決定，分頻比N與預(yù)置數(shù)之間的關(guān)系列于表11.1中。 第七十六張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖11.25 用MC145106構(gòu)成的民用波段收發(fā)信機頻率合成器 第七十七張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月表11.1 MC145106程序分頻器分頻比控制真值表 第七十八張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月 在混頻器中，fo與參考振蕩器的頻率相減，得到接收機的第一本振頻率f11=fo-fs。在混頻器中fo與25.6MHz(5.12MHz5)相減，得到fo-25.6MHz的差頻信號。程序分頻器的分頻比為N，混頻器的輸出經(jīng)程序分頻器分頻之后送到鑒相器上，從而完成鎖相環(huán)路的反饋閉合。程序分頻器輸出信號的頻率為(fo-25.6)/N(MHz)。在鎖定條件下第七十九張，PPT共八十八頁，創(chuàng)作于2022年6月圖 11.26第八十