一步一步做個電流源教案資料

1、Good is good, but better carries it.精益求精，善益求善。一步一步做個電流源看到壇子里很多人都要做電流源，本有意推個開源電流源，看了xynn的感嘆，深感掌握原理的重要性。此次做個特殊的開源，不出套件，一步一步由基本原理開始，做個人人能掌握的電流源。壇友基本都接觸過單片機，但由各貼而論，模擬基礎不足。而數(shù)控電流源是經(jīng)典競賽題，看過很多題解，都是數(shù)字花哨，模擬簡陋，似乎單片機就能搞一切。其實里面很多內(nèi)容和細節(jié)非常值得注意，幾乎用到低頻和直流的一切知識。因此此次基本不涉及單片機，只討論模擬部分。本貼內(nèi)容每日更新。目標：一個有基本功能的能用的20V/100mA電流源，

2、既可固定輸出，又可用單片機步進控制。第一部分內(nèi)容由/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=1680940&bbs_page_no=1&bbs_id=3044轉過來，有部分修改：下圖是易于實現(xiàn)數(shù)控的直流電流源。假設運放有理想輸出能力，如果輸出電流100mA，采樣電阻Rsample的大小取值有何講究？(原文件名:1.jpg)如果Rsample過大，將導致：1.采樣功率過高，對Rsample溫度穩(wěn)定要求高，因而成本呈指數(shù)提高。解釋：如果Rsample=1Ohm，Vsample=1V，Psample=100mW，對于精密應用而言，電阻耗散100mW通常是難以接受的采樣功率。2.RL上的

3、電壓動態(tài)范圍減小，減小RL電阻上限。但對運放和Vin調(diào)理電路的要求相應降低。如果Rsample過小，將導致運放的種種誤差顯現(xiàn)：1.VOS的漂移與Vin可比，造成輸出電流誤差。解釋：Rsample=0.1Ohm，Vsample=10mV，如果使用LM324，VOSmax=3mV，潛在直流誤差30%；VOS/dTmax=30uV/C，10C溫度變化引起潛在誤差3%。2.電路增益過高，運放噪聲放大，RL上電壓基本不變，造成RL上的電壓噪聲增大，導致RL上電流噪聲增大。3.對運放要求提高，因而成本呈線性提高。4.對處理Vin的調(diào)理電路要求提高，因而提高成本。但對Rsample的要求相應降低。如何選擇采

4、樣電阻*電流源需要采樣電流進行反饋，雖然也有其他方法采樣，但最穩(wěn)定也是最準確的方法仍然是電阻采樣。普及知識：用于采樣的電阻功率至少大于采樣功率20倍以上，才不致由于發(fā)熱造成明顯的漂移。繼續(xù)上次，100mA_級的電流是很常用的電流值，但對于電阻采樣而言通常也是比較尷尬的電流值。A_級的電流通常不要求太高準確度，使用分流器采樣為主，只要功率足夠即可。mA/10mA_級的電流相對簡單，由于不產(chǎn)生顯著的采樣功率，因此通常的精密金屬膜電阻都可滿足要求。100mA_級的電流不大不小，用分流器沒有這么大的阻值，用精密金屬膜電阻沒有這么大功率。解決方法：1.降低采樣電壓，使用小阻值2.降低采樣功率，同功率下，

5、阻值盡量大看似矛盾，其實很簡單，并聯(lián)多個精密金屬膜電阻。實例：100mA，采樣電阻4只12Ohm0.1%1/4W25ppmmax金屬膜電阻并聯(lián)，等效電阻3Ohm，采樣電壓300mV，采樣總功率30mW，每只電阻功率7.5mW。采用這種方法需要在PCB上多下功夫，一定牢記銅也有電阻，而且銅本身可做溫度傳感器。通常0.1%的精度不是必要的，但溫度漂移一定要小。然而實際電阻產(chǎn)品的精度和漂移基本是對應的，買電阻時除了功率外一定著重詢問。此外，電阻出廠前經(jīng)過老化最好，無老化的電阻通常便宜一些，但通電后幾天內(nèi)性能多少會有些變化。本次成本：12Ohm0.1%1/4W25ppmmax金屬膜電阻4只單價0.50

6、元，合計2.00元。注意你的負載之一（電阻）*如果RL是純電阻，基本可以分為以下2種情況：1.RL=10Rsample。否則，如下圖所示，1/F與Aopen交點斜率差為40dB/DEC，電路將振蕩。為保證足夠的相位裕量，通常要求兩者交點斜率差最大為20dB/DEC。(原文件名:2.JPG)然而，源是不能挑選負載的，除非超出源的能力，例如電壓源有輸出電流限制，而電流源有輸出電壓限制。對于第一種情況，通過運放的外部補償即可消除，由于現(xiàn)代運放都具有0dB穩(wěn)定性，因此不作為討論重點。對于第二種情況，需要在反饋通路引入適當?shù)念l率補償，由于通常補償元件并聯(lián)在RL兩端，因此稱為輸出減振器。對于電阻性負載，輸

7、出減振器即電容，通過在反饋回路中引入零點z，從而達到穩(wěn)定，但將限制反饋系統(tǒng)帶寬。(原文件名:3.JPG)補償后，如下圖所示，1/F與Aopen交點斜率差為20dB/DEC。(原文件名:4.JPG)零點頻率壇友自己計算，很簡單。零點的選擇根據(jù)運放的Aopen各轉折頻率點選擇。為保證各種負載電阻下均達到穩(wěn)定，通常零點選在較低頻率，將犧牲部分頻率響應。雖然第二種情況很少在實際中應用，例如1875做的電流源溫度漂移嚴重，但作為頻率補償?shù)姆独勺鳛楹罄m(xù)的準備知識。本次增加成本：50V耐壓1uF以下CBB電容1只單價1.00元，合計1.00元合計成本：3.00元注意你的負載之二（電感）*和化學、物理方法產(chǎn)

8、生的電能不同，依賴反饋理論的電源都會有先天的恐懼癥。與電壓源害怕遇到電容性負載類似，電流源遇到電感性負載時也須謹慎處理。題外話：似乎所有穩(wěn)壓電源都會在輸出有電容，與上面的話沖突。其實穩(wěn)壓電源也做過補償，況且10uF量級的電容以足夠大，普通的電壓源能量無法帶動10uF在特定頻率上以很大的幅度振蕩，但并非不振只是幅度很小，很像紋波。這就是為什么壇里壇外有些diy電源會產(chǎn)生莫名其妙的“紋波”和“噪聲”的原因。電流源的負載除了電阻和二極管以外，更多的應用就是電感，變壓器、螺線管、電磁鐵、空心線圈、亥姆霍茲線圈.，其中很多電感性負載能達到H級。即使是小的電感，如果要求電流源響應速度很高，也有同樣的問題。

9、壇里有同惠的朋友，大家可向他請教，同惠某系列的電流源專為電感偏流的，同時又有很寬的頻率響應范圍。RL是有直流電阻的電感，暫用(LL+RL)代替，(LL+RL)會使反饋系數(shù)F出現(xiàn)極點pL，對應的1/F出現(xiàn)零點，導致振蕩。pL的頻率點各位自己計算。(原文件名:5.JPG)解決的辦法還是補償，只要在反饋系數(shù)F上引入一個零點zL，使1/F對應出現(xiàn)一個極點，從而使交點處的1/F曲線斜率為0。(原文件名:6.JPG)還是在輸出減振器上做了文章，但一般不推薦直接用電容，雖然電感內(nèi)阻已經(jīng)是一次阻尼，但仍會導致校正后的1/F曲線在LC諧振頻率附近莫名其妙。通常的方法要給電容也加一點阻尼，串聯(lián)一個小電阻R，110

10、0Ohm，視實際應用中的頻響曲線和C的取值而定。一般而言，10kHz以下的應用C=0.1uF，R=3Ohm/1W。(原文件名:7.JPG)很奇怪為什么用1W的電阻，R里通常不走電流，做過音響功放的應該有點體會，這里不再詳述。本次增加成本：3Ohm/1W水泥/碳膜/金屬膜電阻1只單價0.20元合計0.20元合計成本：3.20元負載的問題已經(jīng)完成，好像還缺電容沒有討論，給個公式CV=It，考慮考慮看。電流源不太怕電容的。這兩部分關于負載的問題，大家好像都不太感覺興趣，與烙鐵太遠了。其實都是學校里很少見到的，工程上優(yōu)先考慮的事項。模電老師自己沒做過東西的，自然不會給講這個，這就是為什么學校作品通常很

11、難變成產(chǎn)品的原因實際的運放*模型說了這么多，還沒和實際的沾上邊兒，這一部分將考慮實際器件。通常的運放最高能輸出35mA（我見過的，勿疑），而且到達最大輸出電流時，運放幾乎進入飽和狀態(tài)，已失去大多數(shù)可圈可點的性能。當然，功率運放可輸出5A以上的電流，但功率運放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有興趣的壇友可查看LM1875的datasheet，其余類推。由于功率運放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推薦單獨使用。一般而言，依照運放自身的設計原則，運放輸出電流應盡量控制在1mA以內(nèi)，否則：1.加上自身偏置電流，運放可能發(fā)熱，造成輸出漂移。2.由于集電極/發(fā)射極串聯(lián)電阻的作用，

12、大電流輸出造成運放輸出級狀態(tài)不佳，主要是VCE過低，IC過大，造成電流增益下降，具體參見任意NPN/PNPdatasheet中的輸出特性曲線。3.加重中間級負載，造成運放對高頻大信號的響應能力下降。對于大于1mA的電流，應該擴流。(原文件名:8.JPG)擴流方法很多，最常見方法如下：1.使用現(xiàn)成的單位增益緩沖器：例如LT1010，最大輸出150mA。2.參照運放內(nèi)部電路：擴流最簡單的辦法是共集電級乙類推挽輸出級，就是NPN和PNP構成的射隨器組合，對于20V/100mA而言須選擇10W左右的中功率管。實際是第一種方法的簡化方法。3.使用具有電壓增益的功率運放電路擴流：這是一種豪華的方法，具有相

13、當好的動態(tài)性能，很多Agilent高級系統(tǒng)儀器均采用這種方法，當然功率運放是分立的。由于擴流電路具有電壓增益，因此對運放的SR要求降低，整體電路的直流性能決定于運放，克服了功率運放的VOS問題。但這種電路調(diào)試比較麻煩，容易振蕩，需要設計者經(jīng)驗豐富。顯見，考慮性價比，如果只考慮將電流源作為穩(wěn)定驅動，而不考慮動態(tài)性能（例如脈沖電流源），第2種方法是相當好的選擇。一定有人推薦，最好使用甲乙類輸出以避免交越失真，也可，但對直流源實無必要。(原文件名:9.JPG)上述電路都可工作于I、II、III、IV象限。針對一般的用途，事實上需要四象限均可工作的電流源的場合非常少，通常只需I象限工作即可（Io0、V

14、o0），如果不考慮動態(tài)性能，可將推挽輸出級PNP一側去掉，簡化為單臂輸出。這次的簡化犧牲了輸出電流下降沿性能，但對于直流穩(wěn)定源無大礙。壇友可參考Agilent36xx系列用戶手冊，下降沿和上升沿響應速率的巨大差異。36xx均為單臂電源。(原文件名:10.JPG)圖中運放使用了雙電源。運放可單電源也可雙電源工作，推薦使用雙電源，原因如下：1.Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是運放的基本公式，通常認為Aopen無窮大，但實際運放最高不過140dB(icl7650)，有的運放甚至只有幾千(TL061)。變換公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定記住，其中所有的電壓都是以雙電源中

15、點為參考地。而(Vin+-Vin-)就是運放誤差。單電源工作時，Vo=1/2Vcc時才能達到誤差最小，雙電源工作時Vo=1/2(Vcc-Vee)=0時誤差最低，相對而言，后者更好把握，此問題在后面有實際應用方法解決。2.即使軌到軌運放也無法達到輸入/輸出絕對到軌，因此需要輸入/輸出為0時會出一些令人煩惱的問題，使用雙電源可避免這些問題，從而集中精力考慮重點。似乎還有問題*電路基本成型了，還有什么問題？一般而言，設計到這個地步，設計工作可到一段落。然而仔細分析，仍有不甚完美之處。普及知識：電流源和電壓源都是互補對應的。首先看看電壓源：1.對電容性負載敏感，對電感比較無所謂。2.有最大電流限制，短

16、路時輸出電流受電壓源的電源的電流能力限制。3.負載并聯(lián)在輸出端和地之間。對應于電流源：1.對電感性負載敏感，對電容比較無所謂2.有最大電壓限制，開路時輸出電壓受電流源的電源的電壓能力限制。3第3點是個問題，已經(jīng)得到的電流源的負載接在輸出端和采樣電阻之間，而且參與反饋，因而造成如下問題。1.負載調(diào)節(jié)率試想負載的變化范圍由0100Ohm，運放輸出端電壓需要在1到10V之間變化，根據(jù)前面運放誤差分析，10V與1V對應的（Vin+-Vin-）相差10倍。如果運放為TL061（Aopen=6000），輸入誤差在1V/600010V/6000之間變化，即0.16mV1.6mV，對應Vsample=300m

17、V的情況，電流誤差為0.05%0.5%，因此0100Ohm范圍內(nèi)的負載調(diào)整率為0.45%，很可觀。通常的商品電源負載調(diào)整率不會超過0.01%。當然換好一點的運放，例如OP07（增益1000000）,會好的多，負載調(diào)整率為0.003%。基本可以忽略。然而，如果可以用好一些，就盡量用好一些。即使是便宜的OP07，也盡量發(fā)揮出它應有的指標。為何要一味追求負載調(diào)整率，其實負載調(diào)整率對應的就是電流源的并聯(lián)內(nèi)阻，負載調(diào)整率越小，并聯(lián)內(nèi)阻越高，其分流越小，電流源性能越好。對應于電壓源，負載調(diào)整率對應的是電壓源的串聯(lián)內(nèi)阻，負載調(diào)整率越小，串聯(lián)內(nèi)阻越小，其分壓越小，電壓源性能越好。科學的對稱美。2.輸出電壓無法

18、達到20V老實話，為什么命題選擇20V，就是要在這里說明問題。大多數(shù)的運放雙電源時推薦最大電源電壓為+/-15V，當然也有OP07（極限+/-22V）家族可以到達+/-20V。即使使用OP07，在+/-20V下工作，輸出最高電壓不過+/-18V，因此NPN的E，即電流源輸出端的最高電壓為17.4V，算上Vsample=300mV，電流源能達到的輸出電壓為17.1V。況且中功率NPN的電流增益不過幾十，因此一定會使用達林頓組態(tài)，減小運放負載，又會去掉0.6V，最高輸出電壓壓縮到16.5V。當然，會有建議采用非對稱雙電源，例如+30V-5V，可使輸出電壓達到20V以上。如果不得已，這樣的配置是可用

19、的。然而基于以下的原因：（1）如果Vin+端電壓很接近0V，運放輸入級晶體管會工作在不太舒服的狀態(tài)，VCE過小，導致電流增益下降，造成運放Aopen下降和輸入偏流增大。（2）Aopen下降也會造成負載調(diào)節(jié)率指標下降。一般不推薦相差懸殊的非對稱雙電源應用。單電源是非對稱雙電源的極端，因此與雙電源相比性能會打很大折扣。這就是為什么早期的運放均不推薦單電源的原因。但手持設備的出現(xiàn)對單電源應用有巨大促進作用，現(xiàn)代單電源運放作過很大改進，例如軌到軌，但價格也高得多，在不損失其他性能的前提下，價格通常是普通運放的幾倍。對于上述問題，這個電流源的架構無法確切的完全的解決，必須改變架構。利用三極管的鏡像原理（

20、IB約等于0，IC=IE），可將負載請出反饋回路，移到電源和C之間，也就達到了與電壓源的對應：“負載串聯(lián)在輸出端和電源之間”。(原文件名:A1.JPG)此時，運放輸出端電壓基本控制在0.60.9V之間，即使TL061也可達到0.016%，OP07更可達到0.0001%。如果將運放電源VCC與連接負載的電源VP分開，連接負載的電源VP為24V，電流源的輸出電壓便可達到20V以上。可是，三極管的電流增益畢竟是有限的，即使是達林頓組態(tài)也不過1000，超beta管（通常用在雙極運放輸入端）最大也不過10000，IB總會出現(xiàn)，而且IB通過Rsample流入地，造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流

21、增益。NS有個電路避免了這個問題，使用JFET與NPN構成一個無需電流驅動的達林頓組態(tài)。(原文件名:A3.JPG)然而小功率JFET或NMOS并不便宜，而功率NMOSFET并不貴，還可減少一種庫存，因此使用NMOSFET代替NPN即可。(原文件名:A2.JPG)MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅動，因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略，ID=IS，一個近乎完美的鏡像。10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，選用100W的IRF530也是明智的，而且為擴充輸出功率提供了潛力。本次增加成本：IRF5301只單價3.00元，合計3.00元合計成本：6.20元選擇合適的運放*選擇運放依據(jù)需求，每

22、一種運放都有適合的用途，而非通用。電流源的需求：1.Vin+=Vin-=Vsample，Vsample=300mV，任何恒溫正常工作狀態(tài)下，誤差源Vin+-Vin-應小于Vsample的0.01%=30uV。2.溫度變化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密儀器都會要求使用環(huán)境溫度范圍=25+/-10c=15-35C，因此在+/-10C范圍內(nèi)VOS變化應小于Vsample的0.01%=30uV。3.穩(wěn)定電流輸出，不考慮脈沖性能，即可適當放寬階躍響應要求。4.低噪聲。5.價格越低越好。這是工程上考慮問題的思路，范圍由寬至窄逐級選擇：1.之前的負載調(diào)整率的計算表明，Aopen越大，Vin+

23、-Vin-越小，很高的Aopen是精密運放的典型特征，通常Aopen120dB=1000000，可用的運放為：OP07家族，包括OP07/27/37/177/A277/227。常見的運放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不屬于精密運放，暫不使用。2.精密運放的VOS通常很小，小于1mV，VOS/dT也很小，小于2uV/C，以OP07為例，VOS/dTmax=1.6uV/C，+/-10C變化+/-16uV，滿足需求。一定會問：為什么不用VOS/dT典型值計算（即使LM324也很?。?，而用最大值？工程設計原則而言是冗余量，做工程必須留足冗余量，不留冗余

24、量的通常是學校作品和新手作品，做工程不能賭博，要盡量考慮到最壞情況，冗余量恰好就是最大值。理論上的解釋，VOS/dT的測量電路與實際應用電路不同，因此典型值只能作為參考，而非標準。選擇運放時一定要看指標的最寬泛范圍。實際上最大值也只能作為參考，但由于沒有其他電路形式的數(shù)據(jù)支持（事實上不可操作），只能用最大值做計算依據(jù)。OP07家族都沒有什么問題，高Aopen和低VOS、VOS/dT總是一起出現(xiàn)，就像電阻的高準確度和低溫漂總是一起出現(xiàn)。OP07家族的單運放還有一個額外的好處，可以調(diào)零。3.不考慮階躍響應上升沿質(zhì)量時，無需運放在高頻率的增益很大，對于穩(wěn)定源，運放GBW大致1MHz上下即可。運放后面

25、的IRF530也非高頻率器件，因此選擇GBW很大的運放很浪費，而且將來的頻率補償會相當麻煩。當然，如果要求電流源工作在脈沖狀態(tài)（很多半導體測量系統(tǒng)為避免發(fā)熱而必須采用的方式），可相應更換運放和MOSFET。OP07家族里的OP27/37都是寬帶的，暫不考慮。（指標過高，很好很好的運放，OP37簡直是曠世杰作）OP07/177/OPA277都是1MHz左右的運放。4.OP07家族噪聲足夠低。5.這個問題總是很棘手，但OP07很合適，物美價廉嘛。177也很好，不太貴，OPA277比較貴，但VOS/dT很低，留作備選。還有一種精密運放例如icl7650，斬波穩(wěn)零，原文是chopperamp。有一些噪

26、聲，但不大，更好的chopperamp會通過采樣把低頻噪聲量化為高頻，很容易濾除。Aopen很高140dB，電源范圍略小，+/-8V，既然電流源架構并不要求運放輸出動態(tài)，也可。最主要的VOS/dT理論上為0，實際上是長期漂移，由開關長期的性能不一致性造成。但這種運放一旦飽和，很難快速恢復，這是個重大缺點。而且很貴。暫選OP07CP，運放總是有過多的選擇，眼花繚亂。所以多數(shù)設計者總會用最熟悉的型號，而不求新。由于電流源里只有1個運放，因此零漂都由運放而來，正好是OP07調(diào)零電路最合適應用的場合。調(diào)零電路參見OP07datasheet，需要做適當改進，將20k電位器拆分為9.1k+2k電位器+9.

27、1k，提高調(diào)整精度。(原文件名:A4.JPG)本次增加成本OP07CP1只單價1.20元，合計1.20元9.1kOhm電阻2只單價0.01元，合計0.02元2kBouns10圈精密微調(diào)3296電位器1只單價2.00元，合計2.00元合計3.22元合計成本：9.42元振個不停*相信還沒有人動手，最好已經(jīng)搭好了39樓的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用，不是上來就振，就是電流一大就開始振。一頭霧水，反饋看似是負反饋，而且用NPN就基本不會振，很奇怪，也很氣憤，因為沒有辦法，也沒有思路。這是負反饋的固有問題，凡負反饋都有機會振蕩，只要相位出問題。然而，還有一句話，凡負反饋的振蕩問題都可解決。先吃一顆定心丸。

28、解決振蕩問題就是剪裁頻率響應曲線的過程。因此必須首先得到開環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應。反饋系數(shù)F就是1，在波特圖上是0dB線。開環(huán)增益Aopen麻煩一點，根據(jù)39樓電路，首先畫出小信號等效電路。開環(huán)分為三部分：1.運放2.MOSFET輸入3.MOSFET輸出(原文件名:A5.JPG)這個電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算，在學校帶畢設的時候曾經(jīng)讓一個學生推過一次，就是不知道二極管符號幾個三角的學生。他很嚴謹而且敬業(yè)，不僅推出來還檢查了三遍，交給學校培養(yǎng)真是浪費了。傳遞函數(shù)算出來是一個一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換，實在沒有時間再推一遍，不過如果忽略某

29、些不太重要的量，由于Rsample很小，而與Cgs接地時差不太多。(原文件名:A6.JPG)運放之后的Ro是運放的輸出電阻，即運放輸出級的限流電阻，大致在200Ohm左右。可以由以下方法大致推出：非規(guī)到軌運放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V，最大輸出電流20mA左右，限流電阻約200Ohm左右。Cgs比較復雜，按datasheet上的說明，Ciss=760pFVgs=0/VDS=25V，但VDS減小和Vgs增大會使Ciss增大到約1000pF。(原文件名:A7.JPG)同時圖中省略了跨導電容Crss，Crss可通過密勒定理等效在輸入和輸出端的小電容，很小而忽略。gm是個問題，雖然可以查到直流gm

30、，大致為7Id=8A/VDS=50V，但實際用在Id=100mA/VDS1，極點po在0dB線之上，反之則在0dB線之下。一旦po高于0dB線，而1/F=1(0dB)且運放自身Aopen在此頻率附近有-20dB/DEC的斜率，則po之后斜率將達到-40dB/DEC，可能產(chǎn)生振蕩。因此推論振蕩的產(chǎn)生應與Ro、Cgs、gm和Rsample均相關。分析Aopen之三：為何振蕩*將運放、MOSFET和Rsample構成的傳遞函數(shù)級聯(lián)，得到下圖的完整開環(huán)增益Aopen：(原文件名:B5.JPG)Aopen具有3個主極點，分別為：1.運放低頻主極點pL2.MOSFET輸入電容造成的極點po3.運放高頻主極

31、點pHgmRsample1時，po在0dB線之上，系統(tǒng)振蕩。gmRsample=1時，po=0dB，系統(tǒng)處于臨界狀態(tài)?！?7樓】yan_jian電流大點就振蕩。此問題的原因說來簡單：gm與電流Id息息相關，gm隨Id的增大而增大，因此gmRsample可能由1，使極點po位于0dB線之上，1/F=0dB線與Aopen的交點處斜率差為40dB/DEC，因此系統(tǒng)振蕩。當然，可通過降低Rsample避免振蕩，然而這不是治本的方法，而且會引起成本、噪聲等一系列問題。處理振蕩時的一個基本原則，盡量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改變1/F可能造成系統(tǒng)瞬態(tài)性能的變化。頻率補償是雙刃劍，可能造成系統(tǒng)性能

32、下降，過分的單一補償會造成大量問題。因此應盡量使用多種補償方法，而且每種補償適可而止。本次將采用三種補償方法，分別解決三種問題：1.加速補償2.噪聲增益補償3.高頻積分補償每種補償除了主要作用外，還會有其他作用，下面幾節(jié)將逐一詳細分析。加速補償校正Aopen*校正Aopen是補償?shù)淖罴逊椒?，簡單的Aopen補償會起到1/F補償難以達到的效果，但并非解決一切問題。如果振蕩由于po位于0dB線之上造成，可想到的第一辦法是去掉po。去掉極點作用的基本方法是引入零點。引入零點的最佳位置為Ro，Ro上并聯(lián)電容Cs可為MOSFET輸入端引入一個零點zo。但Ro是運放內(nèi)部電阻，無法操作，因此在Ro后添加一只

33、電阻Rs，并將Cs與Rs并聯(lián)。(原文件名:B6.JPG)如果RsRo，則可基本忽略Ro的作用。增加Rs和Cs后，會使MOSFET輸入端的極點po和零點zo頻率分別為：po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。如果CsCgs，則原有的極點po=1/2piRoCs由高頻段移至低頻段，頻率由Cs、Cgs和Rs決定，而非Cgs和Ro決定，新引入的零點zo也在低頻段并與po基本重合，兩者頻率差由Cgs與Cs的比例決定，因而很小。通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。(原文件名:B7.JPG)Rs和Cs將原有極點po移至低頻段并通過zo去除。像極了chopper運放

34、里通過采樣將1/f噪聲量化到高頻段后濾除。很多不沾邊的方法思路都是相通的。由瞬態(tài)方法分析，Cs兩端電壓不可突變，因此運放輸出電壓的變化會迅速反應到柵極，即Cs使為Cgs充電的電流相位超前pi/2。因此Cs起到加速電容作用，其補償稱為加速補償或超前補償。很多類似電路里在Rs/Cs之后會串聯(lián)一只小電阻，約100Ohm，再稍適調(diào)整零點和極點位置，此處不必再加，那個忽略的Ro很合適。看個范例，Agilent36xx系列的MOSFET輸入級處理，由于PNP內(nèi)阻很小，至少比運放低得多，因此后面有一只R42=100Ohm。(原文件名:B8.JPG)在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多壇友會很難理解其作

35、用，然而這也正是體現(xiàn)模擬電路設計水平之處。有人感嘆36xx系列電路的復雜，然而內(nèi)行看門道，其實真正吃功夫的地方恰在幾只便宜的0805電阻和電容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之類的昂貴元件。后面兩節(jié)里還會出現(xiàn)幾只類似的元件，合計成本0.20元之內(nèi)。本次增加成本：3.9kOhm電阻1只單價0.01元，合計0.01元0.1uF/50V電容1只單價0.03元，合計0.03元合計0.04元合計成本：9.46元潛在的振蕩：運放的高頻主極點pH*通過加速補償，由Cgs造成的極點作用基本消除。然而，0dB線附近還有一個極點運放的高頻主極點pH。事實上，就純粹的運放而言，pH只在0dB線之下不

36、遠的位置。與po類似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB線，從而使Aopen與1/F的交點斜率差為40dB/DEC，引起振蕩。pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必須更高才能使電路由于pH而產(chǎn)生振蕩，然而gmRsample由于datasheet中沒有完整參數(shù)，實際上只能大致預測而無法精確計算。因此必須采取一定措施避免pH的作用。如前所述，零點可以矯正極點的作用，但有一個條件，除非將零點/極點頻率降得很低或升得很高，使其位于遠離1/F的位置。pH距離0dB線過于近，而且是運放的固有極點，想通過前面類似的方法轉移極點位置很不容易。如果1/F的位置改變，遠離pH，就

37、能輕易解決pH的煩惱。然而1/F決定了電路的輸出電流，不能隨意更改。但如果1/F的DC值不變而高頻有所提升，應該可以這就是噪聲增益補償。噪聲增益補償方法來自反向放大器，使用RC串聯(lián)網(wǎng)絡連接在Vin+和Vin-之間。這種方法不建議用在同向放大器，但也不是絕對不可以，只需將RC串聯(lián)網(wǎng)絡的Vin+端接地，并在Rsample上的電壓反饋到Vin-之前串聯(lián)電阻RF即可。(原文件名:B9.JPG)這個電路在功放里很常見，目的是降低DC誤差，但不影響高頻響應。此處的作用在于為反饋系數(shù)F提供一對極點/零點，從而使F的高頻響應降低，即1/F的高頻響應增強，實質(zhì)上使F成為一個低通濾波器，對應1/F為高通濾波器。(

38、原文件名:B10.JPG)F中的極點和零點在1/F中相對應為零點zc和極點pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，兩者之間的增益差為1+RF/Rc，從而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F遠離pH。顯然，1+RF/Rc越大，zc和pc頻率越低，1/F越遠離pH，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但也會出現(xiàn)致命的問題瞬態(tài)性能下降。如果電流源輸入端施加階躍激勵，電流源系統(tǒng)輸出端會產(chǎn)生明顯的過沖振蕩，而后在幾個振蕩周期后進入穩(wěn)態(tài)。原因在于階躍激勵使運放迅速動作，MOSFET柵極電壓迅速增大，輸出電流Io增大，但體現(xiàn)在Rsample上的采樣電壓IoRsample受到噪聲增益補償網(wǎng)絡F

39、的低通作用，向運放隱瞞了IoRsample迅速上升的事實，即反饋到Vin-的電壓無法體現(xiàn)運放的輸出動作，從而造成超調(diào)振蕩。雖然超調(diào)振蕩不是致命的，由于足夠的阻尼作用，它總會進入穩(wěn)態(tài)，但超調(diào)造成的輸出電流沖擊卻很容易摧毀脆弱的負載，因此仍然不能容忍。適可而止，如果1+RF/Rc=2，就給gm的增大提供2倍空間，考慮稍適過補償原則，1+RF/Rc取3是合理的，對應產(chǎn)生3倍gm變化的電流增量至少需要10倍，足矣。即使如此，階躍響應仍有一些很小的過沖，將在后面解決。直流性能是不受影響的。實際RF=1kOhm，Rc=470Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。（補

40、充：上一節(jié)中的Rs=3.9kOhm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于無法編輯，補充于此）本次增加成本：1kOhm電阻1只單價0.01元，合計0.01元470Ohm電阻1只單價0.01元，合計0.01元0.1uF/50V電容1只單價0.03元，合計0.03元合計0.05元合計成本：9.51元第二個輸入端*電路系統(tǒng)通常都是多輸入系統(tǒng)。將之前的補償元件添加進基礎電路，并標注完整的電源。(原文件名:C1.JPG)看似只有一個輸入端Vin，但有前提條件理想電源。此電路共有5個輸入端，Vin、Vcc、Vee、Vp和GND。1.Vin為設定輸入端，自然希望所有系統(tǒng)輸出都只與其相關。

41、2.Vcc和Vee為運放電源。通常運放只需要5mA以內(nèi)的偏流，因此只需濾波電容大于100uF既可限制紋波在可容忍的范圍內(nèi)，況且Vcc和Vee一般會有78xx穩(wěn)壓，78xx的紋波抑制能力不低于100倍即40dB，運放本身的電源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅變化對系統(tǒng)的影響基本可以忽略，即Vcc和Vee可視為理想電源。3.GND也是輸入端？不錯，除非銅的電阻率為0，否則地阻抗會起作用。如果PCB嚴格一點接地，由于地阻抗造成的問題基本不用考慮。否則，PCB設計不合格。還剩下一個Vp，雖然Vp也可由78xx得到，穩(wěn)壓前還可用大電容濾波，但MOSFET是沒有電源抑制能力的，因此Vp的波動會

42、通過影響輸出電流（一定頻率下，系統(tǒng)調(diào)整能力是有限的）直接作用在Rsample上，并反應在運放輸入端Vin-。100mA的電源的紋波問題是容易處理的，如果電流達到A_級別以上，很少有便宜的穩(wěn)壓IC可以處理，雖然LT108x能達到5A，但是在Vdrop不大的情況下，如果Vdrop=3V，一般的小散熱器就會力不從心，5A只是瞬間電流儲備能力，不推薦連續(xù)使用。因此A_級別以上的電源大多直接整流濾波得到，紋波不可小視。雖然理論上2000uF/A的濾波電容已足夠抑制紋波，但那是在變壓器內(nèi)阻極低的前提下。更大電流的電源很多由可控硅調(diào)壓得到，那個紋波就更厲害，即使濾波電容很大，紋波仍可由示波器清晰看到。如果V

43、p由開關電源提供，開關電源工作頻率附近的噪聲將作為輸入信號進入電路。如果紋波頻率很低，例如100Hz，系統(tǒng)在此頻率完全可以應對，但Vp引入的信號（紋波和噪聲）通常不是正弦波，而是非對稱三角波，上升沿和下降沿分別為電容充電和放電曲線的一部分，富含諧波，而且諧波頻率很高，但幅度逐次衰減。開關電源更是如此，由于其工作頻率很高，紋波基波幅度已經(jīng)很大，因此可能造成更顯著的問題。紋波或其某個諧波通過Vp進入電路后，如果系統(tǒng)在此頻率上調(diào)整能力有限，將造成輸出電流波動（系統(tǒng)無法以足夠的速率相應反向調(diào)整），并反應在Rsample上，進入Vin-。運放隨即調(diào)整輸出端，但能力有限，輸出端尚未調(diào)整好，紋波的幅度和相位

44、就可能發(fā)生變化，再次通過Rsample反饋到Vin-就可能出現(xiàn)相位裕量不足的情況，從而誘發(fā)振蕩。由電路理論出發(fā)，如果系統(tǒng)在某個頻率上控制能力（帶寬）不足，則無法抑制此頻率上的電源波動影響。因此要么提高系統(tǒng)帶寬，要么改善電源質(zhì)量。然而，對于恒流電子負載而言，原則上要面對各種電壓源Vp，而且大多數(shù)是作為中間產(chǎn)品的實驗源，性能參差，紋波水平各異。改善電源質(zhì)量基本是句空話。提高系統(tǒng)帶寬對于穩(wěn)恒用途又實在意義不大，而且造成成本陡增。還有一種消極但便宜而且適應性強的處理辦法，使運放無法看到高頻率的紋波，即積分補償。在運放Vin-和輸出端之間添加Rm、Cm串聯(lián)網(wǎng)絡，使Rsample上的電壓進入Vin-之前由

45、RF、Rm和Cm進行積分濾波，使輸出電流中高次諧波成分無法（或大部分無法）進入運放。對于電子負載，積分補償更為重要。(原文件名:C2.JPG)由于RF、Rm和Cm構成積分器，因而稱為積分補償。積分補償?shù)?dB頻率fi0dB由RF和Cm決定fi0dB=1/2piRFCm。大于0dB頻率的紋波成分受到衰減，直至達到Rm和Cm確定的回轉（零點）頻率fiz=1/2piRmCm?；剞D的作用在于不過分降低系統(tǒng)對高頻的反應能力。0dB頻率至少應低于誘發(fā)振蕩的紋波頻率10倍，已達有效衰減。(原文件名:C3.JPG)很多電路不使用Rm，即沒有回轉頻率。那一定有Cm很?。?00pF左右）的前提，否則如果Cm很大，

46、積分頻響曲線在高頻段衰減過于嚴重，將造成系統(tǒng)高頻控制力下降。對于Vp性能不太好的情況，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。顯然，積分器0dB頻率越低，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但也會由于Rm、Cm和Rc、Cc構成的局部反饋使系統(tǒng)瞬態(tài)性能降低，因此適可而止。積分補償沒有固定的經(jīng)驗值，如果Vp質(zhì)量較好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp質(zhì)量很差（例如電子負載通常見到的情況），Cm可增大至1uF。此外Cm的選擇還與運放GBW有關，GBW越高（當然要有頻率足夠高的MOSFET配合），系統(tǒng)對于高頻的控制能力越強，Cm可越小。Rm決定回轉頻率，通?；剞D頻率高于0dB頻率10倍以上，因此Rm大致為1/10RF=10

47、0Ohm?！?7樓】yan_jian我做的電子負載，電源差點就振蕩只需增大Cm至1uF，Rm=100Ohm，RF=1kOhm即可。之前在可控硅調(diào)壓電壓源上試過，可有效抑制振蕩。估計可控硅調(diào)壓電壓源是紋波性能相當差的電源，尤其在低壓大電流時，紋波能電到人。一定要明確：雖然積分補償使系統(tǒng)免受Vp紋波的影響，但實際上只是采取視而不見的做法，流過負載、MOSFET和Rsample的電流仍然受Vp紋波的影響?！?5樓】STM32_Study電流源對于開關電源紋波是不是有較好的抑制作用？答案是不一定的。如果電流源帶寬高于開關電源工作頻率5倍以上，可以。否則，不能。用開關電源做Vpp時，如果電流源帶寬不足，

48、輸出電流上仍有開關電源工作頻率附近的紋波波形。因此，如果可能，一定首先改善Vp質(zhì)量。好在本次只做100mA的電流源，一個7824或LM317就搞定了。在此情況下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz頻率以上由Vp造成的電流紋波/噪聲可由輸出減振器網(wǎng)絡消除。本次增加成本：100Ohm電阻1只單價0.01元，合計0.01元1000pF/50V電容1只單價0.03元，合計0.03元合計0.04元合計成本：9.55元題外話：Rm、Cm、Rc和Cc構成的局部反饋問題至今懸而未決，用拉普拉斯變換，無論如何計算，運放開環(huán)直流增益都會下降至(Cs+Cm)/Cm，但

49、實際上直流時電容是開路，運放開環(huán)直流增益不受影響。(原文件名:C4.JPG)也許是拉普拉斯變換對直流力不從心，細細想來，倒是一個簡單的問題，1/0不是無窮大，而是沒有意義?？紤]以下的電路，Vin為直流電壓，Vout是多少呢？如果用容抗計算Vout=1/2Vin，但實際上Vout=任意值。因為直流下電容沒有容抗概念。超beta管的目的在于降低Iin。從而避免由于外界原因造成的精度下降。如果輸入端之前是硬輸出（例如運放輸出端），Iin增大的影響似乎很小，如果是軟輸出（例如電阻網(wǎng)絡），Iin增大會造成電阻網(wǎng)絡分壓，引起精度下降。這有時是個麻煩事，10nA的Iin在100kOhm電阻上會產(chǎn)生1mV誤差

50、，如果對稱雙電源能解決就盡量先不去考慮。VCE=VCB+VBE，放大區(qū)內(nèi)VBE基本不變，VCE的變化就是VCB的變化。VCE=0.7V，VCB=0，晶體管處于臨界飽和，beta很小，通常要求VCE至少3V，VCB2V，才能進入穩(wěn)定的放大區(qū)。對于普通平面管，基區(qū)寬度和摻雜濃度適中，因此基區(qū)寬度受VCB的調(diào)制效應不明顯，beta隨VCE變化很小，early電壓很高，輸出特性曲線在放大區(qū)基本平行于電壓軸，只有很細微的上揚，直到擊穿區(qū)才會明顯上揚。超beta管的基區(qū)很窄，而且摻雜濃度很低才能提高beta，因此基區(qū)寬度受VCB的調(diào)制效應非常明顯，即BC結的空間電荷區(qū)隨VCB增大向基區(qū)內(nèi)部顯著擴展，造成有

51、效基區(qū)寬度下降，使beta增大，early電壓相對比較低，輸出特性曲線在放大區(qū)有明顯上揚。early電壓低使超beta管只在集成電路里出現(xiàn)，而基本沒有單只銷售和使用的記錄。避免VCE減小造成的Iin增大，對于NPN對管，輸入電壓應盡量遠離Vcc，對于pnp對管，輸入電壓應盡量遠離Vee。實際5V的余量對于OP07的輸入級影響可以忽略不計。但對于運放的一般使用原則，推薦輸入端盡量靠近兩軌中點。雙電源反向放大器性能通常比同向放大器好一些，就因為Vin+=Vin-=0V=1/2(Vcc+Vee)。如果多看國外的設計圖，會發(fā)現(xiàn)除了輸入阻抗有要求外，很少用同向放大器。本次設計中Vin的范圍00.3V很小

52、，用同向放大還可以，而且好分析。我的實際產(chǎn)品中高端產(chǎn)品確實是反向放大應用。運放輸入級決定了運放的大多數(shù)性能，因此雙極運放一般不推薦低壓工作（+/-8V已是性能極限）。雙極運放低壓工作時Aopen，Iin，GBW等關鍵指標都會大打折扣。（即使358、324都宣稱可以低壓工作，實際上不過是想宣傳當時還很罕見的輸入規(guī)到軌能力并與TTL電源靠近，似乎還不是完全的規(guī)到軌）低壓運放一般是純MOSFET結構，過去MOS工藝不太好時，失調(diào)和溫漂都是大問題，因此沒有精密運放。后來用了chopper，精度提高，但噪聲增大，現(xiàn)代的低壓mos精密運放除了通過采樣定理改進chopper外，內(nèi)部還有數(shù)字濾波器，精度和噪聲

53、都沒有問題。但無論哪種MOS的精密運放都很貴，并且除了VOS、溫漂和輸入電流外，各項性能都很難超越相同價格的雙極運放。運放內(nèi)部討論起來很麻煩，各種運放設計各異，除了741外很少真正按照模電書的基本原理圖設計。但依照運放的一般使用規(guī)則還是可以避免大部分問題，需要特殊注意的地方要嚴格依據(jù)datasheet。*前面說過，這個看似簡單的電流源幾乎涵蓋了低頻和直流的一切知識。因此：相關的問題都不跑題，大家盡量交流，把能想出來的細節(jié)問題都盡量討論，這個帖子才更有意義。很難想象，這個題目最高只能得2等獎。*避免輕微的超調(diào)過沖和常規(guī)電壓接口*由于噪聲增益補償?shù)膯栴}，電流源在階躍激勵下會有輕微的超調(diào)過沖，稍嚴重

54、一點兒在示波器上能看到逐漸衰減的超調(diào)振蕩。雖然不嚴重，但追求完美即完善細節(jié)，盡量做得比對手好一點。如果電流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在這個問題了。蒙蔽它。只需一個低通濾波器。恰好正需要一個常規(guī)電壓接口，00.3V估計不是標準的電壓，標準電壓一般都是2.5V/5V（DAC、基準）或7V（更好的基準）。電阻分壓降壓即可，以2.5V為例。(2.5/0.3)-1=7.33，如果對地電阻R4為3.3kOhm，水平電阻為24.2kOhm，其中設置微調(diào)R2=5kOhm+R3=500Ohm電位器，固定電阻R1取值22kOhm。對地電阻并電容C1，獲得低通濾波器，轉折頻率f=1/2piC1(R4/(R1+R

55、2+R3)0.054uF，實際取0.1uF。R1和R4影響電流源的溫度性能，因此必須使用低溫漂電阻。(原文件名:C6.JPG)此時Iin的影響就應降至最低。本次增加成本：22kOhm0.1%1/4W25ppmmax金屬膜電阻1只單價0.50元，合計0.50元。3.3kOhm0.1%1/4W25ppmmax金屬膜電阻1只單價0.50元，合計0.50元。5kBouns10圈精密微調(diào)3296電位器1只單價2.00元，合計2.00元500OhmBouns10圈精密微調(diào)3296電位器1只單價2.00元，合計2.00元0.1uF/50V電容1只單價0.03元，合計0.03元合計5.03元合計成本14.58元思路大致如此：1.選用功率MOSFET的原因基于兩點考慮。首先功率MOSFET并非很慢，而穩(wěn)恒源不要求很快。其次是成本和功率容量，使用功率MOSFET首要的是安全工作區(qū)，電源使用中要應對用戶各種各樣的操作，很多是違反規(guī)程的，但用戶只能教育不能要求，因此安全工作區(qū)會選得余量很大。事實上，就價格、性能和此電流源可能產(chǎn)生的最大功率而言，幾乎沒有比520/530更合適的MOSFET可選。