功分器設(shè)計-基本理論課件

1功分器設(shè)計2波導(dǎo)功分器，即T形分支(E-T、H-T)微帶功分器，即Wilkinson功分器3波導(dǎo)T形分支（E-T、H-T）567[s]H表示共軛轉(zhuǎn)置3個元素810微帶功分器12微帶功分器（Wilkinson功分器）設(shè)計

奇--偶模分析為簡化起見，將所有阻抗對特性阻抗Z0歸一化，湊成對稱電路結(jié)構(gòu)，輸出端具有的信號源如圖5-37。該網(wǎng)絡(luò)相當(dāng)于中間平面是對稱的，歸一化值為1的電阻代表匹配源阻抗，1端源電阻為兩個歸一化值2的并聯(lián)組合，隔離電阻以兩個r/2的串聯(lián)組合。/4線具有的歸一化特性阻抗為z，并聯(lián)電阻具有歸一化值為r。下面證明對等分功分器，這些值應(yīng)為 和r=2。圖5-37歸一化、對稱形式的Wilkinson功分器現(xiàn)在對圖5-37的電路定義兩個獨立的激勵模式：偶模Vg2=Vg3=1V，奇偶Vg2=–Vg3=1V。然后，將這兩種模式相疊加，其有效激勵為Vg2=2V，Vg3=0，由此，可獲得此網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)。下面我們分別討論這兩種模式激勵的情況。它歸結(jié)為兩個簡單電路之和，在輸出端分別用對稱和反對稱源來激勵并進行分析。14微帶功分器（Wilkinson功分器）設(shè)計（2）奇模奇模激勵時，Vg2=–Vg3=1V，所以V2=–V3，在圖5-37電路的中間有電壓零點。因此，我們可以用一個接地平面來切開此電路，給出圖5-38（b）的網(wǎng)絡(luò)。向端口2看去的阻抗為r/2，若r/2=1,則匹配S22=0。由于平行連接傳輸線長為/4，而且在端口1處短路，所以看上去在端口2為開路點，沒有功率送到端口1，S12=0。由對稱性有S33=0，S13=0。15微帶功分器（Wilkinson功分器）設(shè)計(3)奇偶模相加

這樣，總結(jié)一下，我們已導(dǎo)出下列S參量：S22=S33=0（因?qū)煞N模式激勵時，端口2和3都是匹配的）；S12=S21=–j0.707（因互易網(wǎng)絡(luò)的對稱性）；S13=S31=–j0.707（因互易網(wǎng)絡(luò)的對稱性）；S23=S32=0（因?qū)ΨQ等分面上為開路或短路）。結(jié)果意味著：端口2和端口3是匹配的、功分特性、端口2和3之間是隔離的。16微帶功分器（Wilkinson功分器）設(shè)計(4)最后求S11

最后，我們還必須求出S11，用來確定當(dāng)端口2和3為匹配負載時，微帶功分器在端口1的輸入阻抗。電路圖如圖5-39所示，從圖上可見它與偶模激勵V2=V3時情況類似。因此，沒有電流流過歸一化值為2的電阻，它可以取走，剩下的電路如圖5-39（b）所示。現(xiàn)在，有兩個/4波長變換器的并聯(lián)連接，終端接在歸一化負載上。故輸入阻抗為

而S11=0，這樣加上前面的奇偶模，就求出了全部的S參數(shù)。

圖5-39用于導(dǎo)出S11的微帶功分器分析注意：當(dāng)功分器在端口1激勵，且負載匹配時，電阻上沒有功率損耗。因此，當(dāng)輸出匹配時，功分器是無損耗的；只有從端口2和3來的反射功率消耗在那電阻上。17微帶功分器（Wilkinson功分器）設(shè)計設(shè)計一個頻率為f0、用于50系統(tǒng)阻抗的等分微帶功分器，并且繪出回波損耗S11、插入損耗（S21=S31）和隔離度（S23=S32）與頻率（從0.5f0到1.5f0）的關(guān)系曲線。解：由圖5-36和上述的推導(dǎo)，功分器中的/4傳輸線應(yīng)具有的特性阻抗為

并聯(lián)電阻為

R=2Z0=100在頻率f0傳輸線長為/4。采用微波電路分析中的機輔設(shè)計程序，可算出S參量幅度，并且繪在圖5-40上。圖5-40等分微帶功分器的頻響18微帶功分器（Wilkinson功分器）設(shè)計2．功率不等分微帶型功分器亦可做成功率不等分的，如端口3和2之間的功率比為K2，即P3/P2=K2

，則可應(yīng)用下列設(shè)計方程：

如K=1，則上述結(jié)果