模擬信號的數(shù)字傳輸

第七章模擬信號的數(shù)字傳輸7.1引言7.2抽樣定理7.3脈沖振幅調(diào)制7.4模擬信號的量化7.5脈沖編碼調(diào)制7.6增量調(diào)制17.1引言模擬信號的數(shù)字傳輸,從通信中的調(diào)制概念來看,可以認(rèn)為是模擬信號調(diào)制脈沖序列,載波是脈沖序列PAMPulseAmplitudeModulationPDMPulseDurationModulationPPMPulsePositionModulationPCMPulseCodeModulation27.2抽樣定理一個頻帶限制在（0，fH）內(nèi)，時間連續(xù)信號m（t），如果以不大于1/2fH秒的間隔對它進(jìn)行等間隔抽樣，則m（t）將被所得到的抽樣值完全確定。帶通抽樣定理信號頻譜范圍fL~fH抽樣頻率fS應(yīng)滿足fS=2B（1+k/n）B=fH–fLn<

fH/B的最大整數(shù)k=

fH/B–n0≤k<13fS=2B（1+k/n）fL0→BfHB→2Bn=1fLB→2BfH2B→3Bn=2…帶通信號的抽樣頻率在2B至4B間變動4例若fH=3B按低通抽樣定理,則要求fS≥6B若fS=2B,怎樣?帶通抽樣定理在頻域上的理解以fs=2B抽樣,抽樣后,各段頻譜之間不會發(fā)生混疊,采用帶通濾波器,仍可無失真地恢復(fù)原始信號5若fH=nB+kB0<k<1即fH不再是B的整數(shù)倍.fS=2B,n=5,k≠0情形:若要使頻譜無混疊，則必須使6推廣到一般情況于是得77.3脈沖振幅調(diào)制（PAM）

PulseAmplitudeModulation脈沖振幅調(diào)制，即脈沖載波的幅度隨基帶信號變化的一種調(diào)制方式。已抽樣信號的脈沖頂部隨m（t）變化—曲頂脈沖調(diào)幅（自然抽樣）平頂脈沖調(diào)幅8×脈沖形成電路平頂抽樣信號的產(chǎn)生9平頂抽樣的PAM頻譜是由加權(quán)后的周期性重復(fù)的組成。

是的函數(shù)，不是常數(shù)，所以采用低通濾波器不能直接從中濾出所需基帶信號。

1/H(ω)低通平頂抽樣時PAM信號的解調(diào)方框圖107.4模模擬信信號的量量化量化是將將取值連連續(xù)的抽抽樣變成成取值離離散的抽抽樣量化區(qū)間間端點(diǎn)量化電平平11量化信號號與與m(原原信號)的近似似程度用用信號,量化噪噪聲功率率比衡量量127.4.1均均勻量化化把輸入信信號的取取值域按按等距離離分割的的量化在均勻量量化中,每個量量化區(qū)間間的量化化電平取取在各區(qū)區(qū)間的中中點(diǎn).輸入信號號的最小小值a,最大值值b,量量化電平平數(shù)M量化間隔隔(量量化臺階階)量化器輸輸出第i個量量化區(qū)間間的終點(diǎn)點(diǎn)第i個量量化區(qū)間間的量化化電平13量化噪聲聲功率均勻量化化時,量量化噪聲聲的均方方根值固固定不變變,當(dāng)m(t)較小時時,則信信號量化化噪聲功功率比就就很小.滿足信噪噪比要求求的輸入入信號取取值范圍圍定義為為動態(tài)范范圍.均勻量化化時的信信號動態(tài)態(tài)范圍將將受到較較大限制制147.4.2非非均勻量量化根據(jù)信號號的不同同區(qū)間來來確定量量化間隔隔，對信信號取值值小的區(qū)區(qū)間，量量化間隔隔Δv也也小，反反之，量量化間隔隔就大，，因此，，量化噪噪聲功率率的均方方根值基基本上與與信號抽抽樣值成成比例，，改善了了小信號號時量化化信噪比比。實現(xiàn)方法法：抽樣樣值先壓壓縮，再再均勻量量化y=f（（x）f——非線線性變換換接收端x=f-1（y）采采用擴(kuò)擴(kuò)張器恢恢復(fù)x151.μμ壓縮律律x，y歸歸一化壓壓縮器輸輸入、輸輸出電壓壓μ壓擴(kuò)參參數(shù)當(dāng)量化級級劃分較較多時，，每一量量化級中中的壓縮縮特性曲曲線均可可看成直直線。量化誤差差1617當(dāng)μ>1時,是是壓縮縮后量化化級精度度提高的的倍數(shù),也就是是非均勻勻量化對對均勻的的信噪比比改善程程度當(dāng)μ=100小小信信號x→0[Q]dB=26.7dB大信號x=1[Q]dB=-13.3dB1810203040-10-20-30-40-50x(dB)S/N(dB)采用壓擴(kuò)擴(kuò)提高了了小信號號的信噪噪比,從從而相當(dāng)當(dāng)于擴(kuò)大大了輸入信信號的動動態(tài)范圍圍有無壓擴(kuò)擴(kuò)的比較較曲線192A壓壓縮律207.5脈脈沖編編碼調(diào)制制常用的二二進(jìn)制碼碼有自然然二進(jìn)碼碼和折疊疊二進(jìn)碼碼兩種樣值脈沖沖極性自然二進(jìn)進(jìn)碼折折疊二二進(jìn)碼量量化級級1111111115正1110111014………100010008011100007負(fù)011000016………00000111021從話音信信號的可可懂度來來說,3~4位位非線性性編碼即即可,7~8位位通信質(zhì)質(zhì)量比較較好.碼位的安安排:在逐次比比較型編編碼中極性碼段段落碼段段內(nèi)碼C1C2C3C4C5C6C7C8非均勻量量化16××8=128個個量化級級相當(dāng)于均均勻量化化的11位16×[1+1+2+4+8+16+32+64]=204822P209圖圖7-21三個權(quán)值電流流與樣值進(jìn)行行三次比較,可以確定段段落碼C2C3C423為了進(jìn)一步?jīng)Q決定段內(nèi)碼,必須了解段段落的起始電電平和非均勻勻量化的量化化臺階大段號12345678量化單位數(shù)ΔΔ′11248163264起始電平0163264128256512102424例：設(shè)輸入信信號抽樣值為為+1270個量化單位位，采用逐次次比較型編碼碼將它按照13折線A律律特性編碼8位碼。確定極性碼C1抽樣值為正，，C1=1確定段落碼C2C3C4Is>IW1=128C2=1Is>IW2=512C3=1Is>IW3=1024C4=1確定段內(nèi)碼IW4=1024+8Δ′=1536>ISC5=025IW5=1024+4Δ′=1280>ISC6=0

IW6=1024+2Δ′=1152<ISC7=1

IW7=1152+Δ′=1216<ISC8=1量化誤差1270-1216=54個量量化單位7位非線性碼碼為1110011對應(yīng)11位線線性碼為1216個量化化單位對應(yīng)的的二進(jìn)制碼1001100000026思考一模模擬信號被抽抽樣,量化編編碼為PCM信號,量化化電平級數(shù)為為128,且且另加1bit作為碼字字的同步碼.該P(yáng)CM信信號在滾降系系數(shù)α=1,帶寬B=24KHz的的信道中傳輸輸.試求:通過信道碼元元傳輸速率.模擬信號的最最高頻率是多多少?解1.2.27PCM系統(tǒng)的的抗噪聲抽樣量化編碼信道譯碼低通干擾輸出信號量化噪聲加性噪聲28系統(tǒng)輸出端總總信噪比定義義為29接收端大信噪噪比即接接收收端小信噪比比即307.6增量量調(diào)制（ΔM或DM）原理△M可視為PCM的特例例，它只用一一位編碼，表表示抽樣時刻刻波形的變化化趨向△M獲得應(yīng)用用的主要原因因在比特率較低低時，△M量化信噪比比高于PCM△M的抗誤碼碼性能好△M的編譯碼碼器比PCM簡單31相減器判決器+檢測器積分器低通本地譯碼器脈沖源給定抽樣時刻刻反之32本地譯碼器信信號應(yīng)應(yīng)十十分接近于前前一時刻的抽抽樣值這這一位碼反映映了相鄰二抽抽樣值的近似似差值，即增增量?！痢痢?3當(dāng)信號頻率過過高，或者說說信號斜率陡陡變時，會出出現(xiàn)本地譯碼碼器信號跟跟不上信號號變化的現(xiàn)象象，稱為“過過載”在給定量化間間隔（也稱量量階）σ的情情況下，能跟跟蹤最大斜率率為34△M系統(tǒng)中的的量化噪聲在在不不過載的情況況下，△M的量化噪聲聲為在（-σ，+σ）上均勻勻分布假定量化噪聲聲功率譜在（（0，fs））頻帶內(nèi)均勻勻分布35在收端經(jīng)低通通（截止頻率率為fm）輸輸出的量化噪噪聲為設(shè)輸入信號為了不發(fā)生過過載臨界的過載振振幅36在臨界條件下下，系統(tǒng)將有有最大的信號號功率輸出用dB表示9dB/倍頻頻程-6dB/倍倍頻程37PCM和△M的性能比較較無誤碼（或誤誤碼率極低））PCM△M38相同的信道帶帶寬（相同的的信道傳輸速速率）fb對于△MfS=fb對于PCMfb=2Nfm取fK=1000Hzfm=3000Hz△M△MPCMN439例：設(shè)調(diào)制信號f（t）限帶帶為5KHz，擬用圖a所示周期為為

的三三角形序列g(shù)（t）與之之相乘