第5章1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)課件

5.1數(shù)字基帶傳輸概述5.2數(shù)字基帶信號及其頻譜特性5.3基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型5.4基帶脈沖傳輸與碼間串擾5.5無碼間串擾的基帶傳輸特性5.6無碼間串擾基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能5.7眼圖5.8均衡技術(shù)5.9部分響應系統(tǒng)第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)返回主目錄5.1數(shù)字基帶傳輸概述第5章數(shù)字基帶傳輸系1

第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

數(shù)字基帶信號------5.1數(shù)字基帶傳輸概述來自數(shù)據(jù)終端的原始數(shù)據(jù)信號。計算機輸出的二進制序列電傳機輸出的代碼PCM碼組，ΔM序列……這些信號往往包含豐富的低頻分量，甚至直流分量。在具有低通特性的有線信道中，特別是傳輸距離不太遠的情況下，它們可以直接傳輸，故稱為數(shù)字基帶傳輸。第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

數(shù)字基帶信號--2不經(jīng)調(diào)制的原始數(shù)據(jù)信號稱為基帶信號，基帶信號的頻帶是從直流到某個截止頻率的基本頻帶，類似于經(jīng)過相應帶寬低通濾波后的頻帶，其波形稱為基帶波形。直接利用基帶信號通過傳輸信道進行傳輸?shù)姆绞椒Q為基帶傳輸。直接傳送基帶信號的系統(tǒng)稱為基帶傳輸系統(tǒng)。不經(jīng)調(diào)制的原始數(shù)據(jù)信號稱為基帶信號，基帶信號的頻帶是從直流到3基帶傳輸系統(tǒng)基帶信號基帶傳輸系統(tǒng)不經(jīng)調(diào)制直接傳遞{an}頻帶傳輸系統(tǒng)基帶信號頻帶傳輸系統(tǒng)經(jīng)調(diào)制直接傳遞{an}基帶傳輸系統(tǒng)基帶信號基帶傳輸系統(tǒng)不經(jīng)調(diào)制直接傳遞{an4利用對稱電纜構(gòu)成的近距離數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)廣泛采用了這種傳輸方式；基帶傳輸系統(tǒng)的許多問題也是頻帶傳輸系統(tǒng)必須考慮的問題；任何一個采用線性調(diào)制的頻帶傳輸系統(tǒng)可等效為基帶傳輸系統(tǒng)來研究。基帶傳輸系統(tǒng)的研究：而大多數(shù)信道，如各種無線信道和光信道，則是帶通型的，數(shù)字基帶信號必須經(jīng)過載波調(diào)制，把頻譜搬移到高載處才能在信道中傳輸，這被稱為數(shù)字頻帶（調(diào)制或載波）傳輸。利用對稱電纜構(gòu)成的近距離數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)廣泛采用了這種傳輸方式；5圖5-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)基帶傳輸系統(tǒng)主要由信道信號形成器、信道、接收濾波器和抽樣判決器組成。為了保證系統(tǒng)可靠有序的工作，還應有同步系統(tǒng)。圖5-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)基帶傳輸系統(tǒng)主要由信道信號形成器6它是允許基帶信號通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。信道的傳輸特性通常不滿足無失真?zhèn)鬏敆l件，甚至是隨機變化的。另外信道還會進入噪聲。在通信系統(tǒng)的分析中，常常把噪聲n(t)等效，集中在信道中引入。信道信號形成器把原始基帶信號變換成適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?，這種變換主要是通過碼型變換和波形變換來實現(xiàn)的，其目的是與信道匹配，便于傳輸，減小碼間串擾，利于同步提取和抽樣判決。信道它是允許基帶信號通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架7在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時刻（由位定時脈沖控制）對接收濾波器的輸出波形進行抽樣判決，以恢復或再生基帶信號。而用來抽樣的位定時脈沖則依靠同步提取電路從接收信號中提取，位定時的準確與否將直接影響判決效果。接收濾波器濾除帶外噪聲，對信道特性均衡，使輸出的基帶波形有利于抽樣判決。抽樣判決器在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時刻（由位定時脈沖控制）8圖5-2基帶系統(tǒng)個點波形示意圖(a)基帶信號；(b)碼型變換后；(c)對(a)進行了碼型及波形的變換，適合在信道中傳輸?shù)牟ㄐ危?d)信道輸出信號，波形發(fā)生失真并疊加了噪聲；(e)接收濾波器輸出波形,與(d)相比，失真和噪聲減弱；(f)位定時同步脈沖；(g)恢復的信息。圖5-2基帶系統(tǒng)個點波形示意圖(a)基帶信號；9在上例中，第4個碼元發(fā)生誤碼，誤碼的原因之一是信道加性噪聲，之二是傳輸總特性（包括收、發(fā)濾波器和信道的特性）不理想引起的波形延遲、展寬、拖尾等畸變，使碼元之間相互串擾。此時，實際抽樣判決值不僅有本碼元的值，還有其他碼元在該碼元抽樣時刻的串擾值及噪聲。顯然，接收端能否正確恢復信息，在于能否有效地抑制噪聲和減小碼間串擾。在上例中，第4個碼元發(fā)生誤碼，誤碼的原因之一是信道加性噪聲，105.3基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型

在實際的基帶傳輸系統(tǒng)中，并不是所有代碼的電波形都能在信道中傳輸。例如，前面介紹的含有直流分量和較豐富低頻分量的單極性基帶波形就不適宜在低頻傳輸特性差的信道中傳輸，因為它有可能造成信號嚴重畸變。又如，當消息代碼中包含長串的連續(xù)“1”或“0”符號時，非歸零波形呈現(xiàn)出連續(xù)的固定電平，因而無法獲取定時信息。單極性歸零碼在傳送連“0”時，存在同樣的問題。5.3基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型在實際的基帶傳輸11因此，對傳輸用的基帶信號主要有兩個方面的要求：對代碼的要求，原始消息代碼必須編成適合于傳輸用的碼型；對所選碼型的電波形要求，電波形應適合于基帶系統(tǒng)的傳輸。前者屬于傳輸碼型的選擇，后者是基帶脈沖的選擇。這是兩個既獨立又有聯(lián)系的問題。因此，對傳輸用的基帶信號主要有兩個方面的要求：12傳輸碼(或稱線路碼)的結(jié)構(gòu)將取決于實際信道特性和系統(tǒng)工作的條件。通常，傳輸碼的結(jié)構(gòu)應具有下列主要特性,即碼型選擇依據(jù)：相應的基帶信號無直流分量，且低頻分量少；便于從信號中提取定時信息；具有內(nèi)在的檢錯能力，傳輸碼型應具有一定規(guī)律性，以便利用這一規(guī)律性進行宏觀監(jiān)測；傳輸效率高；不受信息源統(tǒng)計特性的影響，即能適應于信息源的變化；編譯碼設備要盡可能簡單，等等。傳輸碼(或稱線路碼)的結(jié)構(gòu)將取決于實際信道特性和系統(tǒng)工作的條131.單極性不歸零波形特點是極性單一，有直流分量，脈沖之間無間隔。另外位同步信息包含在電平的轉(zhuǎn)換之中，當出現(xiàn)連0序列時沒有位同步信息。

單極性碼波形是由0電平表示二進制符號“0”，用正電位表示二進制符號“1”。該波形經(jīng)常在近距離傳輸時（如印制板內(nèi)或印制板間）使用。01011001+E01.單極性不歸零波形單極性碼波形是由0電平表示二進制符號142.雙極性不歸零波形

雙極性碼波形是由正電平表示二進制符號“1”、負電位表示二進制符號“0”。特點是碼元之間無時間間隔，若符號“0”、“1”等概率出現(xiàn)，則使用此波形的系統(tǒng)將沒有直流成分。因而不受信道特性變化的影響，抗干擾能力也較強。故雙極性波形有利于在信道中傳輸。該波形常在CCITV的V系列接口標準或RS-232C接口標準中使用。01011001+E-E2.雙極性不歸零波形雙極性碼波形是由正電平表示二進制符號“153.單極性歸零波形單極性歸零碼波形是用正向脈沖表示二進制符號“1”，用0電平表示二進制符號“0”。正向脈沖即是在碼元間隔時間內(nèi)電平上升為高電位后緊接著又返歸為零，正向脈沖寬度小于碼元的寬度。該波形常在近距離內(nèi)實行波形變換時使用。01011001+E03.單極性歸零波形單極性歸零碼波形是用正向脈沖表示二進制164.雙極性歸零波形雙極性歸零碼波形是由正向脈沖表示二進制符號“1”，負向脈沖表示二進制符號“0”。正向脈沖和負向脈沖都在碼元間隔時間內(nèi)返歸到零。除了具有雙極性不歸零波形的特點外，還有利于同步脈沖的提取。

01011001+E-E4.雙極性歸零波形雙極性歸零碼波形是由正175.差分波形（1變0不變）由于差分波形是以相鄰脈沖電平的相對變化來表示代碼，因此稱它為相對碼波形，而相應地稱前面的單極性或雙極性波形為絕對碼波形。用差分波形傳送代碼可以消除設備初始狀態(tài)的影響，特別是在相位調(diào)制系統(tǒng)中用于解決載波相位模糊問題。01011001+E-E5.差分波形（1變0不變）01186.多元碼如四進制碼：00——0；01——1；10——2；11——3；用1位碼來表示原來的兩位二進制碼，碼元周期加倍，傳輸速率下降，可以使傳輸帶寬下降，則在帶寬一定的情況下，可以成倍提高信息傳輸速率。適合于高數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)。6.多元碼197.AMI碼AMI碼是傳號交替反轉(zhuǎn)碼。其編碼規(guī)則是將二進制消息代碼“1”(傳號)交替地變換為傳輸碼的“+1”和“-1”，而“0”(空號)保持不變。例如：消息代碼100110000000110011…AMI碼：+100–1+10000000-1+100-1+1…AMI碼對應的基帶信號是正負極性交替的脈沖序列，而0電位保持不變的規(guī)律。7.AMI碼20AMI碼的優(yōu)點：由于+1與-1交替，AMI碼的功率譜中不含直流成分，高、低頻分量少，能量集中在頻率為1/2碼速處。位定時頻率分量雖然為0，但只要將基帶信號經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零波形，便可提取位定時信號。此外，AMI碼的編譯碼電路簡單，便于利用傳號極性交替規(guī)律觀察誤碼情況。AMI碼的不足： 當原信碼出現(xiàn)連“0”串時，信號的電平長時間不跳變，造成提取定時信號的困難。AMI碼的優(yōu)點：218.HDB3碼HDB3碼的全稱是3階高密度雙極性碼，它是AMI碼的一種改進型，其目的是為了保持AMI碼的優(yōu)點而克服其缺點，使連“0”個數(shù)不超過3個。其編碼規(guī)則如下：當信碼的連“0”個數(shù)不超過3時，仍按AMI碼的規(guī)則編，即傳號極性交替；當連“0”個數(shù)超過3時，則將第4個“0”改為與前面的“1”同極性的脈沖，記為+V或-V，稱之為破壞脈沖。相鄰V碼的極性必須交替出現(xiàn)，以確保編好的碼中無直流；8.HDB3碼22為了便于識別，V碼的極性應與其前一個非“0”脈沖的極性相同，當四連0中間有偶數(shù)個1時，將后面的四連“0”的第一個“0”更改為與該破壞脈沖相同極性的脈沖，并記為+B或-B；破壞脈沖之后的傳號碼極性也要交替。例如：

代碼： 1000010000110000l1AMI碼： -10000+10000-1+10000-1+1HDB3碼： -1000-V+1000+V-1+1-B00-V+1-1其中的±V脈沖和±B脈沖與±1脈沖波形相同，用V或B符號的目的是為了示意是將原信碼的“0”變換成“1”碼。為了便于識別，V碼的極性應與其前一個非“0”脈沖的極性相同，23雖然HDB3碼的編碼規(guī)則比較復雜，但譯碼卻比較簡單。從上述原理看出，每一個破壞符號V總是與前一非0符號同極性(包括B在內(nèi))。這就是說，從收到的符號序列中可以容易地找到破壞點V，于是也斷定V符號及其前面的3個符號必是連0符號，從而恢復4個連0碼，再將所有-1變成+1后便得到原消息代碼。HDB3碼保持了AMI碼的優(yōu)點外，同時還將連“0”碼限制在3個以內(nèi)，故有利于位定時信號的提取。HDB3碼是應用最為廣泛的碼型，A律PCM四次群以下的接口碼型均為HDB3碼。雖然HDB3碼的編碼規(guī)則比較復雜，但譯碼卻比24圖5-6AMI碼和HDB3碼的功率譜圖5-6AMI碼和HDB3碼的功率譜259.PST碼PST碼是成對選擇三進碼。其編碼過程是：先將二進制代碼兩兩分組，然后再把每一碼組編碼成兩個三進制數(shù)字(+、-、0)。因為兩位三進制數(shù)字共有9種狀態(tài)，故可靈活地選擇其中的4種狀態(tài)。為防止PST碼的直流漂移，當在一個碼組中僅發(fā)送單個脈沖時，兩個模式應交替變換。例如：代碼：01001110101100PST碼：0+-++--0+0+--+或0--++-+0-0+--+9.PST碼26PST碼的優(yōu)點：能提供足夠的定時分量，且無直流成分。編碼過程也較簡單。PST碼的不足： 識別時需要提供“分組”信息，即需要建立幀同步。PST碼的優(yōu)點：27表5–1PST碼二進制代碼+模式-模式00-+-+010+0-10+0-011+-+-表5–1PST碼二進制代碼+模式-模式00-+2810.數(shù)字雙相碼數(shù)字雙相碼又稱曼徹斯特（Manchester）碼。它用一個周期的正負對稱方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。編碼規(guī)則之一是：“0”碼用“01”兩位碼表示，“1”碼用“10”兩位碼表示，例如：代碼：1100101雙相碼：10100101100110雙相碼只有極性相反的兩個電平。因為雙相碼在每個碼元周期的中心點都存在電平跳變，所以富含位定時信息。又因為這種碼的正、負電平各半，所以無直流分量，編碼過程也簡單。但帶寬比原信碼大1倍。10.數(shù)字雙相碼2911.密勒碼密勒(Miller)碼又稱延遲調(diào)制碼，它是雙相碼的一種變形。編碼規(guī)則如下：“1”碼用碼元間隔中心點出現(xiàn)躍變來表示，即用“10”或“01”表示?！?”碼有兩種情況：單個“0”時，在碼元間隔內(nèi)不出現(xiàn)電平躍變，且與相鄰碼元的邊界處也不躍變，連“0”時，在兩個“0”碼的邊界處出現(xiàn)電平躍變，即“00”與“11”交替。若兩個“1”碼中間有一個“0”碼時，密勒碼流中出現(xiàn)最大寬度為2Ts的波形，即兩個碼元周期。這一性質(zhì)可用來進行宏觀檢錯。11.密勒碼30圖5-7雙相碼、密勒碼、CMI碼的波形

(a)雙相碼；(b)密勒碼；(c)CMI碼

雙相碼的下降沿正好對應于密勒碼的躍變沿。因此，用雙相碼的下降沿去觸發(fā)雙穩(wěn)電路，即可輸出密勒碼。圖5-7雙相碼、密勒碼、CMI碼的波形

(a)3112.CMI碼CMI碼是傳號反轉(zhuǎn)碼的簡稱，與數(shù)字雙相碼類似，它也是一種雙極性二電平碼。編碼規(guī)則是：“1”碼交替用“11”和“00”兩位碼表示；“0”碼固定地用“01”表示。CMI碼有較多的電平躍變，因此含有豐富的定時信息。此外，由于10為禁用碼組，不會出現(xiàn)3個以上的連碼，這個規(guī)律可用來宏觀檢錯。CMI碼易于實現(xiàn)。在數(shù)字雙相碼、密勒碼和CMI碼中，每個原二進制信碼都用一組2位的二進碼表示，因此這類碼又稱為1B2B碼。12.CMI碼3213.nBmB碼nBmB碼是把原信息碼流的n位二進制碼作為一組，編成m位二進制碼的新碼組。由于m＞n，新碼組可能有2m種組合，故多出(2m-2n)種組合。從中選擇一部分有利碼組作為可用碼組，其余為禁用碼組，以獲得好的特性。在光纖數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，通常選擇m＝n+1，有1B2B碼、2B3B、3B4B碼以及5B6B碼等，其中，5B6B碼型已實用化，用作三次群和四次群以上的線路傳輸碼型。13.nBmB碼3314.4B/3T碼在某些高速遠程傳輸系統(tǒng)中，1B／1T碼的傳輸效率偏低。為此可以將輸入二進制信碼分成若干位一組，然后用較少位數(shù)的三元碼來表示，以降低編碼后的碼速率，從而提高頻帶利用率。4B／3T碼型是1B／1T碼型的改進型，它把4個二進制碼變換成3個三元碼。顯然，在相同的碼速率下，4B／3T碼的信息容量大于1B／1T，因而可提高頻帶利用率。4B／3T碼適用于較高速率的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，如高次群同軸電纜傳輸系統(tǒng)。14.4B/3T碼345.2數(shù)字基帶信號及其頻譜特性5.2.1數(shù)字基帶信號

數(shù)字基帶信號是指消息代碼的電波形，它是用不同的電平或脈沖來表示相應的消息代碼。數(shù)字基帶信號(以下簡稱為基帶信號)的類型有很多，常見的有矩形脈沖、三角波、高斯脈沖和升余弦脈沖等。最常用的是矩形脈沖，因為矩形脈沖易于形成和變換。5.2數(shù)字基帶信號及其頻譜特性5.2.1數(shù)字基帶信號355.2.2基帶信號的頻譜特性通過譜分析，可以了解信號需要占據(jù)的頻帶寬度，所包含的頻譜分量，有無直流分量，有無定時分量等。這樣，才能針對信號譜的特點來選擇相匹配的信道，以及確定是否可從信號中提取定時信號。

數(shù)字基帶信號是隨機的脈沖序列，沒有確定的頻譜函數(shù)，所以只能用功率譜來描述它的頻譜特性。由隨機過程的相關函數(shù)去求隨機過程的功率(或能量)譜密度比較復雜。一種比較簡單的方法是以隨機過程功率譜的原始定義為出發(fā)點，求出數(shù)字隨機序列的功率譜公式。5.2.2基帶信號的頻譜特性36第n個信息符號所對應的電平值(0、1或-1、1等)，由信碼和編碼規(guī)律決定；(5.2-1)數(shù)字基帶信號二進制代碼序列(5.2-2)碼元間隔；某種標準脈沖波形；------------------隨機的脈沖序列第n個信息符號所對應的電平值(0、1或-1、1等)，由信碼37圖5–4隨機脈沖序列示意波形圖5–4隨機脈沖序列示意波形38g1(t-nTs),以概率P出現(xiàn)g2(t-nTs),以概率(1-P)出現(xiàn)(5.2-4)sn(t)=為了使頻譜分析的物理概念清楚，推導過程簡化，我們可以把s(t)分解成穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t)。所謂穩(wěn)態(tài)波，即是隨機序列s(t)的統(tǒng)計平均分量，它取決于每個碼元內(nèi)出現(xiàn)g1(t)、g2(t)的概率加權(quán)平均，且每個碼元統(tǒng)計平均波形相同，因此可表示成v(t)=［Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)］=vn(t)(5.2-5)其波形如圖5-4(b)所示，顯然v(t)是一個以Ts為周期的周期函數(shù)。g39交變波u(t)是s(t)與v(t)之差，即u(t)=s(t)-v(t)(5.2-6)其中第n個碼元為un(t)=sn(t)-vn(t)(5.2-7)于是u(t)=un(t)(5.2-8)其中,un(t)可根據(jù)式(5.2-4)和(5.2-5)表示為其中,un(t)可根據(jù)式(5.2-4)和(40g1(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=(1-P)［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］,以概率Pg2(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=-P［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］,以概率(1-P)或者寫成un(t)=An［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］(5.2-9)其中顯然，u(t)是隨機脈沖序列，圖5-4（c）畫出了u(t)的一個實現(xiàn)。下面我們根據(jù)式(5.2-5)和式(5.2-8)，分別求出穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t)的功率譜，然后根據(jù)式(5.2-6)的關系，將兩者的功率譜合并起來就可得到隨機基帶脈沖序列s(t)的頻譜特性。un(t)=g1(t-nTs)-Pg1(t41(5.2-11)1.v(t)的功率譜密度Pv(f)(5.2-12)(5.2-5)(5.2-11)1.v(t)的功率譜密度Pv(f)(42又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范圍內(nèi)，所以上式的積分限可以改為從-∞到∞，因此式中又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存43再根據(jù)周期信號功率譜密度與傅氏系數(shù)Cm的關系式，有可見穩(wěn)態(tài)波的功率譜Pv(f)是沖擊強度取決|Cm|2的離散譜線，根據(jù)離散譜可以確定隨機序列是否包含直流分量（m=0）和定時分量(m=1)。再根據(jù)周期信號功率譜密度與傅氏系數(shù)Cm的關系式，有44

2.u(t)的功率譜密度Pu(f)u(t)是功率型的隨機脈沖序列，它的功率譜密度可采用截短函數(shù)和求統(tǒng)計平均的方法來求。有Pu(f)=其中UT(f)是u(t)的截短函數(shù)UT(t)的頻譜函數(shù)；E表示統(tǒng)計平均；截取時間T是（2N+1）個碼元的長度，即T=(2N+1)Ts(5.2-16)2.u(t)的功率譜密度Pu(f)Pu(45則UT(f)=式中，N為一個足夠大的數(shù)值，且當T→∞時，意味著N→∞?，F(xiàn)在先求出頻譜函數(shù)UT(f)。由式（5.2-8），顯然有uT(t)=un(t)=an［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］(5.2-17)則UT(f)=式中，N為一個足夠46式中G1(f)=G2(f)=于是其統(tǒng)計平均為E［|UT(f)|2］=當m=n時式中G1(f)=G2(f)=于是其統(tǒng)計平均為當m=n時47aman=a2n=（1-P)2以概率PP2以概率（1-P)所以E［a2n］=P(1-P)2+(1-P)P2=P(1-P)(5.2-21)當m≠n時aman=(1-p)2,P2,-p(1-p),以概率p2以概率(1-p)2以概率2p(1-p)所以E［aman］=P2(1-P)2+(1-P)2P2+2P(1-P)(P-1)P=0由以上計算可知式(5.2-20)的統(tǒng)計平均值僅在m=n時存在，即aman=a2n=（1-P)248E［|UT(f)|2］=

=(2N+1)P(1-P)|G1(f)-G2(f)|2(5.2-23)根據(jù)式(5.2-15)，可求得交變波的功率譜Pu(f)=

=fsP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2(5.2-24)可見，交變波的的功率譜Pu(f)是連續(xù)譜，它與g1(t)和g2(t)的頻譜以及出現(xiàn)概率P有關。根據(jù)連續(xù)譜可以確定隨機序列的帶寬。E［|UT(f)|2］=根據(jù)式(5.2493.s(t)=u(t)+v(t)的功率譜密度Ps(f)

(5.2-25)上式是雙邊的功率譜密度表示式。如果寫成單邊的，則有Ps(f)=fsP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2+f2s|PG1(0)+(1-P)G2(0)|2δ(f)+2f2s|PG1(mfs)+(1-P)G2(mfs)|2δ(f-mfs),f≥03.s(t)=u(t)+v(t)的功率譜密度Ps(f)(50(5.2-26)隨機脈沖序列的功率譜密度可能包含連續(xù)譜Pu(f)和離散譜Pv(f)。對于連續(xù)譜而言，由于代表數(shù)字信息的g1(t)及g2(t)不能完全相同，故G1(f)≠G2(f)，因而Pu(f)總是存在的；而離散譜是否存在，取決g1(t)和g2(t)的波形及其出現(xiàn)的概率P。(5.2-26)隨機脈沖序列的功率譜密度可能包含連續(xù)譜P51總結(jié)總結(jié)52[例5–1]對于單極性波形：若設(5.2-27)(5.2-28)等概（P=1/2）時，上式簡化為[例5–1]對于單極性波形：若設(5.2-27)(5.53(1)為單極性不歸零矩形脈沖離散譜均為零，因而無定時信號。離散譜中有直流分量(1)為單極性不歸零矩形脈沖離散譜均為零，因而無定時信號。離54隨機序列的帶寬取決于連續(xù)譜，實際由單個碼元的頻譜函數(shù)G(f)決定，該頻譜的第一個零點在f=fs，因此單極性不歸零信號的帶寬為Bs=fs，如圖5-5所示。這時，式（5.2-28）變成隨機序列的帶寬取決于連續(xù)譜，實際由單個碼元55結(jié)束語當你盡了自己的最大努力時，失敗也是偉大的，所以不要放棄，堅持就是正確的。WhenYouDoYourBest,FailureIsGreat,SoDon'TGiveUp,StickToTheEnd結(jié)束語56謝謝大家榮幸這一路，與你同行It'SAnHonorToWalkWithYouAllTheWay演講人：XXXXXX時間：XX年XX月XX日

謝謝大家演講人：XXXXXX575.1數(shù)字基帶傳輸概述5.2數(shù)字基帶信號及其頻譜特性5.3基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型5.4基帶脈沖傳輸與碼間串擾5.5無碼間串擾的基帶傳輸特性5.6無碼間串擾基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能5.7眼圖5.8均衡技術(shù)5.9部分響應系統(tǒng)第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)返回主目錄5.1數(shù)字基帶傳輸概述第5章數(shù)字基帶傳輸系58

第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

數(shù)字基帶信號------5.1數(shù)字基帶傳輸概述來自數(shù)據(jù)終端的原始數(shù)據(jù)信號。計算機輸出的二進制序列電傳機輸出的代碼PCM碼組，ΔM序列……這些信號往往包含豐富的低頻分量，甚至直流分量。在具有低通特性的有線信道中，特別是傳輸距離不太遠的情況下，它們可以直接傳輸，故稱為數(shù)字基帶傳輸。第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

數(shù)字基帶信號--59不經(jīng)調(diào)制的原始數(shù)據(jù)信號稱為基帶信號，基帶信號的頻帶是從直流到某個截止頻率的基本頻帶，類似于經(jīng)過相應帶寬低通濾波后的頻帶，其波形稱為基帶波形。直接利用基帶信號通過傳輸信道進行傳輸?shù)姆绞椒Q為基帶傳輸。直接傳送基帶信號的系統(tǒng)稱為基帶傳輸系統(tǒng)。不經(jīng)調(diào)制的原始數(shù)據(jù)信號稱為基帶信號，基帶信號的頻帶是從直流到60基帶傳輸系統(tǒng)基帶信號基帶傳輸系統(tǒng)不經(jīng)調(diào)制直接傳遞{an}頻帶傳輸系統(tǒng)基帶信號頻帶傳輸系統(tǒng)經(jīng)調(diào)制直接傳遞{an}基帶傳輸系統(tǒng)基帶信號基帶傳輸系統(tǒng)不經(jīng)調(diào)制直接傳遞{an61利用對稱電纜構(gòu)成的近距離數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)廣泛采用了這種傳輸方式；基帶傳輸系統(tǒng)的許多問題也是頻帶傳輸系統(tǒng)必須考慮的問題；任何一個采用線性調(diào)制的頻帶傳輸系統(tǒng)可等效為基帶傳輸系統(tǒng)來研究?；鶐鬏斚到y(tǒng)的研究：而大多數(shù)信道，如各種無線信道和光信道，則是帶通型的，數(shù)字基帶信號必須經(jīng)過載波調(diào)制，把頻譜搬移到高載處才能在信道中傳輸，這被稱為數(shù)字頻帶（調(diào)制或載波）傳輸。利用對稱電纜構(gòu)成的近距離數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)廣泛采用了這種傳輸方式；62圖5-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)基帶傳輸系統(tǒng)主要由信道信號形成器、信道、接收濾波器和抽樣判決器組成。為了保證系統(tǒng)可靠有序的工作，還應有同步系統(tǒng)。圖5-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)基帶傳輸系統(tǒng)主要由信道信號形成器63它是允許基帶信號通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。信道的傳輸特性通常不滿足無失真?zhèn)鬏敆l件，甚至是隨機變化的。另外信道還會進入噪聲。在通信系統(tǒng)的分析中，常常把噪聲n(t)等效，集中在信道中引入。信道信號形成器把原始基帶信號變換成適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?，這種變換主要是通過碼型變換和波形變換來實現(xiàn)的，其目的是與信道匹配，便于傳輸，減小碼間串擾，利于同步提取和抽樣判決。信道它是允許基帶信號通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架64在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時刻（由位定時脈沖控制）對接收濾波器的輸出波形進行抽樣判決，以恢復或再生基帶信號。而用來抽樣的位定時脈沖則依靠同步提取電路從接收信號中提取，位定時的準確與否將直接影響判決效果。接收濾波器濾除帶外噪聲，對信道特性均衡，使輸出的基帶波形有利于抽樣判決。抽樣判決器在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時刻（由位定時脈沖控制）65圖5-2基帶系統(tǒng)個點波形示意圖(a)基帶信號；(b)碼型變換后；(c)對(a)進行了碼型及波形的變換，適合在信道中傳輸?shù)牟ㄐ危?d)信道輸出信號，波形發(fā)生失真并疊加了噪聲；(e)接收濾波器輸出波形,與(d)相比，失真和噪聲減弱；(f)位定時同步脈沖；(g)恢復的信息。圖5-2基帶系統(tǒng)個點波形示意圖(a)基帶信號；66在上例中，第4個碼元發(fā)生誤碼，誤碼的原因之一是信道加性噪聲，之二是傳輸總特性（包括收、發(fā)濾波器和信道的特性）不理想引起的波形延遲、展寬、拖尾等畸變，使碼元之間相互串擾。此時，實際抽樣判決值不僅有本碼元的值，還有其他碼元在該碼元抽樣時刻的串擾值及噪聲。顯然，接收端能否正確恢復信息，在于能否有效地抑制噪聲和減小碼間串擾。在上例中，第4個碼元發(fā)生誤碼，誤碼的原因之一是信道加性噪聲，675.3基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型

在實際的基帶傳輸系統(tǒng)中，并不是所有代碼的電波形都能在信道中傳輸。例如，前面介紹的含有直流分量和較豐富低頻分量的單極性基帶波形就不適宜在低頻傳輸特性差的信道中傳輸，因為它有可能造成信號嚴重畸變。又如，當消息代碼中包含長串的連續(xù)“1”或“0”符號時，非歸零波形呈現(xiàn)出連續(xù)的固定電平，因而無法獲取定時信息。單極性歸零碼在傳送連“0”時，存在同樣的問題。5.3基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型在實際的基帶傳輸68因此，對傳輸用的基帶信號主要有兩個方面的要求：對代碼的要求，原始消息代碼必須編成適合于傳輸用的碼型；對所選碼型的電波形要求，電波形應適合于基帶系統(tǒng)的傳輸。前者屬于傳輸碼型的選擇，后者是基帶脈沖的選擇。這是兩個既獨立又有聯(lián)系的問題。因此，對傳輸用的基帶信號主要有兩個方面的要求：69傳輸碼(或稱線路碼)的結(jié)構(gòu)將取決于實際信道特性和系統(tǒng)工作的條件。通常，傳輸碼的結(jié)構(gòu)應具有下列主要特性,即碼型選擇依據(jù)：相應的基帶信號無直流分量，且低頻分量少；便于從信號中提取定時信息；具有內(nèi)在的檢錯能力，傳輸碼型應具有一定規(guī)律性，以便利用這一規(guī)律性進行宏觀監(jiān)測；傳輸效率高；不受信息源統(tǒng)計特性的影響，即能適應于信息源的變化；編譯碼設備要盡可能簡單，等等。傳輸碼(或稱線路碼)的結(jié)構(gòu)將取決于實際信道特性和系統(tǒng)工作的條701.單極性不歸零波形特點是極性單一，有直流分量，脈沖之間無間隔。另外位同步信息包含在電平的轉(zhuǎn)換之中，當出現(xiàn)連0序列時沒有位同步信息。

單極性碼波形是由0電平表示二進制符號“0”，用正電位表示二進制符號“1”。該波形經(jīng)常在近距離傳輸時（如印制板內(nèi)或印制板間）使用。01011001+E01.單極性不歸零波形單極性碼波形是由0電平表示二進制符號712.雙極性不歸零波形

雙極性碼波形是由正電平表示二進制符號“1”、負電位表示二進制符號“0”。特點是碼元之間無時間間隔，若符號“0”、“1”等概率出現(xiàn)，則使用此波形的系統(tǒng)將沒有直流成分。因而不受信道特性變化的影響，抗干擾能力也較強。故雙極性波形有利于在信道中傳輸。該波形常在CCITV的V系列接口標準或RS-232C接口標準中使用。01011001+E-E2.雙極性不歸零波形雙極性碼波形是由正電平表示二進制符號“723.單極性歸零波形單極性歸零碼波形是用正向脈沖表示二進制符號“1”，用0電平表示二進制符號“0”。正向脈沖即是在碼元間隔時間內(nèi)電平上升為高電位后緊接著又返歸為零，正向脈沖寬度小于碼元的寬度。該波形常在近距離內(nèi)實行波形變換時使用。01011001+E03.單極性歸零波形單極性歸零碼波形是用正向脈沖表示二進制734.雙極性歸零波形雙極性歸零碼波形是由正向脈沖表示二進制符號“1”，負向脈沖表示二進制符號“0”。正向脈沖和負向脈沖都在碼元間隔時間內(nèi)返歸到零。除了具有雙極性不歸零波形的特點外，還有利于同步脈沖的提取。

01011001+E-E4.雙極性歸零波形雙極性歸零碼波形是由正745.差分波形（1變0不變）由于差分波形是以相鄰脈沖電平的相對變化來表示代碼，因此稱它為相對碼波形，而相應地稱前面的單極性或雙極性波形為絕對碼波形。用差分波形傳送代碼可以消除設備初始狀態(tài)的影響，特別是在相位調(diào)制系統(tǒng)中用于解決載波相位模糊問題。01011001+E-E5.差分波形（1變0不變）01756.多元碼如四進制碼：00——0；01——1；10——2；11——3；用1位碼來表示原來的兩位二進制碼，碼元周期加倍，傳輸速率下降，可以使傳輸帶寬下降，則在帶寬一定的情況下，可以成倍提高信息傳輸速率。適合于高數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)。6.多元碼767.AMI碼AMI碼是傳號交替反轉(zhuǎn)碼。其編碼規(guī)則是將二進制消息代碼“1”(傳號)交替地變換為傳輸碼的“+1”和“-1”，而“0”(空號)保持不變。例如：消息代碼100110000000110011…AMI碼：+100–1+10000000-1+100-1+1…AMI碼對應的基帶信號是正負極性交替的脈沖序列，而0電位保持不變的規(guī)律。7.AMI碼77AMI碼的優(yōu)點：由于+1與-1交替，AMI碼的功率譜中不含直流成分，高、低頻分量少，能量集中在頻率為1/2碼速處。位定時頻率分量雖然為0，但只要將基帶信號經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零波形，便可提取位定時信號。此外，AMI碼的編譯碼電路簡單，便于利用傳號極性交替規(guī)律觀察誤碼情況。AMI碼的不足： 當原信碼出現(xiàn)連“0”串時，信號的電平長時間不跳變，造成提取定時信號的困難。AMI碼的優(yōu)點：788.HDB3碼HDB3碼的全稱是3階高密度雙極性碼，它是AMI碼的一種改進型，其目的是為了保持AMI碼的優(yōu)點而克服其缺點，使連“0”個數(shù)不超過3個。其編碼規(guī)則如下：當信碼的連“0”個數(shù)不超過3時，仍按AMI碼的規(guī)則編，即傳號極性交替；當連“0”個數(shù)超過3時，則將第4個“0”改為與前面的“1”同極性的脈沖，記為+V或-V，稱之為破壞脈沖。相鄰V碼的極性必須交替出現(xiàn)，以確保編好的碼中無直流；8.HDB3碼79為了便于識別，V碼的極性應與其前一個非“0”脈沖的極性相同，當四連0中間有偶數(shù)個1時，將后面的四連“0”的第一個“0”更改為與該破壞脈沖相同極性的脈沖，并記為+B或-B；破壞脈沖之后的傳號碼極性也要交替。例如：

代碼： 1000010000110000l1AMI碼： -10000+10000-1+10000-1+1HDB3碼： -1000-V+1000+V-1+1-B00-V+1-1其中的±V脈沖和±B脈沖與±1脈沖波形相同，用V或B符號的目的是為了示意是將原信碼的“0”變換成“1”碼。為了便于識別，V碼的極性應與其前一個非“0”脈沖的極性相同，80雖然HDB3碼的編碼規(guī)則比較復雜，但譯碼卻比較簡單。從上述原理看出，每一個破壞符號V總是與前一非0符號同極性(包括B在內(nèi))。這就是說，從收到的符號序列中可以容易地找到破壞點V，于是也斷定V符號及其前面的3個符號必是連0符號，從而恢復4個連0碼，再將所有-1變成+1后便得到原消息代碼。HDB3碼保持了AMI碼的優(yōu)點外，同時還將連“0”碼限制在3個以內(nèi)，故有利于位定時信號的提取。HDB3碼是應用最為廣泛的碼型，A律PCM四次群以下的接口碼型均為HDB3碼。雖然HDB3碼的編碼規(guī)則比較復雜，但譯碼卻比81圖5-6AMI碼和HDB3碼的功率譜圖5-6AMI碼和HDB3碼的功率譜829.PST碼PST碼是成對選擇三進碼。其編碼過程是：先將二進制代碼兩兩分組，然后再把每一碼組編碼成兩個三進制數(shù)字(+、-、0)。因為兩位三進制數(shù)字共有9種狀態(tài)，故可靈活地選擇其中的4種狀態(tài)。為防止PST碼的直流漂移，當在一個碼組中僅發(fā)送單個脈沖時，兩個模式應交替變換。例如：代碼：01001110101100PST碼：0+-++--0+0+--+或0--++-+0-0+--+9.PST碼83PST碼的優(yōu)點：能提供足夠的定時分量，且無直流成分。編碼過程也較簡單。PST碼的不足： 識別時需要提供“分組”信息，即需要建立幀同步。PST碼的優(yōu)點：84表5–1PST碼二進制代碼+模式-模式00-+-+010+0-10+0-011+-+-表5–1PST碼二進制代碼+模式-模式00-+8510.數(shù)字雙相碼數(shù)字雙相碼又稱曼徹斯特（Manchester）碼。它用一個周期的正負對稱方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。編碼規(guī)則之一是：“0”碼用“01”兩位碼表示，“1”碼用“10”兩位碼表示，例如：代碼：1100101雙相碼：10100101100110雙相碼只有極性相反的兩個電平。因為雙相碼在每個碼元周期的中心點都存在電平跳變，所以富含位定時信息。又因為這種碼的正、負電平各半，所以無直流分量，編碼過程也簡單。但帶寬比原信碼大1倍。10.數(shù)字雙相碼8611.密勒碼密勒(Miller)碼又稱延遲調(diào)制碼，它是雙相碼的一種變形。編碼規(guī)則如下：“1”碼用碼元間隔中心點出現(xiàn)躍變來表示，即用“10”或“01”表示?！?”碼有兩種情況：單個“0”時，在碼元間隔內(nèi)不出現(xiàn)電平躍變，且與相鄰碼元的邊界處也不躍變，連“0”時，在兩個“0”碼的邊界處出現(xiàn)電平躍變，即“00”與“11”交替。若兩個“1”碼中間有一個“0”碼時，密勒碼流中出現(xiàn)最大寬度為2Ts的波形，即兩個碼元周期。這一性質(zhì)可用來進行宏觀檢錯。11.密勒碼87圖5-7雙相碼、密勒碼、CMI碼的波形

(a)雙相碼；(b)密勒碼；(c)CMI碼

雙相碼的下降沿正好對應于密勒碼的躍變沿。因此，用雙相碼的下降沿去觸發(fā)雙穩(wěn)電路，即可輸出密勒碼。圖5-7雙相碼、密勒碼、CMI碼的波形

(a)8812.CMI碼CMI碼是傳號反轉(zhuǎn)碼的簡稱，與數(shù)字雙相碼類似，它也是一種雙極性二電平碼。編碼規(guī)則是：“1”碼交替用“11”和“00”兩位碼表示；“0”碼固定地用“01”表示。CMI碼有較多的電平躍變，因此含有豐富的定時信息。此外，由于10為禁用碼組，不會出現(xiàn)3個以上的連碼，這個規(guī)律可用來宏觀檢錯。CMI碼易于實現(xiàn)。在數(shù)字雙相碼、密勒碼和CMI碼中，每個原二進制信碼都用一組2位的二進碼表示，因此這類碼又稱為1B2B碼。12.CMI碼8913.nBmB碼nBmB碼是把原信息碼流的n位二進制碼作為一組，編成m位二進制碼的新碼組。由于m＞n，新碼組可能有2m種組合，故多出(2m-2n)種組合。從中選擇一部分有利碼組作為可用碼組，其余為禁用碼組，以獲得好的特性。在光纖數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，通常選擇m＝n+1，有1B2B碼、2B3B、3B4B碼以及5B6B碼等，其中，5B6B碼型已實用化，用作三次群和四次群以上的線路傳輸碼型。13.nBmB碼9014.4B/3T碼在某些高速遠程傳輸系統(tǒng)中，1B／1T碼的傳輸效率偏低。為此可以將輸入二進制信碼分成若干位一組，然后用較少位數(shù)的三元碼來表示，以降低編碼后的碼速率，從而提高頻帶利用率。4B／3T碼型是1B／1T碼型的改進型，它把4個二進制碼變換成3個三元碼。顯然，在相同的碼速率下，4B／3T碼的信息容量大于1B／1T，因而可提高頻帶利用率。4B／3T碼適用于較高速率的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，如高次群同軸電纜傳輸系統(tǒng)。14.4B/3T碼915.2數(shù)字基帶信號及其頻譜特性5.2.1數(shù)字基帶信號

數(shù)字基帶信號是指消息代碼的電波形，它是用不同的電平或脈沖來表示相應的消息代碼。數(shù)字基帶信號(以下簡稱為基帶信號)的類型有很多，常見的有矩形脈沖、三角波、高斯脈沖和升余弦脈沖等。最常用的是矩形脈沖，因為矩形脈沖易于形成和變換。5.2數(shù)字基帶信號及其頻譜特性5.2.1數(shù)字基帶信號925.2.2基帶信號的頻譜特性通過譜分析，可以了解信號需要占據(jù)的頻帶寬度，所包含的頻譜分量，有無直流分量，有無定時分量等。這樣，才能針對信號譜的特點來選擇相匹配的信道，以及確定是否可從信號中提取定時信號。

數(shù)字基帶信號是隨機的脈沖序列，沒有確定的頻譜函數(shù)，所以只能用功率譜來描述它的頻譜特性。由隨機過程的相關函數(shù)去求隨機過程的功率(或能量)譜密度比較復雜。一種比較簡單的方法是以隨機過程功率譜的原始定義為出發(fā)點，求出數(shù)字隨機序列的功率譜公式。5.2.2基帶信號的頻譜特性93第n個信息符號所對應的電平值(0、1或-1、1等)，由信碼和編碼規(guī)律決定；(5.2-1)數(shù)字基帶信號二進制代碼序列(5.2-2)碼元間隔；某種標準脈沖波形；------------------隨機的脈沖序列第n個信息符號所對應的電平值(0、1或-1、1等)，由信碼94圖5–4隨機脈沖序列示意波形圖5–4隨機脈沖序列示意波形95g1(t-nTs),以概率P出現(xiàn)g2(t-nTs),以概率(1-P)出現(xiàn)(5.2-4)sn(t)=為了使頻譜分析的物理概念清楚，推導過程簡化，我們可以把s(t)分解成穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t)。所謂穩(wěn)態(tài)波，即是隨機序列s(t)的統(tǒng)計平均分量，它取決于每個碼元內(nèi)出現(xiàn)g1(t)、g2(t)的概率加權(quán)平均，且每個碼元統(tǒng)計平均波形相同，因此可表示成v(t)=［Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)］=vn(t)(5.2-5)其波形如圖5-4(b)所示，顯然v(t)是一個以Ts為周期的周期函數(shù)。g96交變波u(t)是s(t)與v(t)之差，即u(t)=s(t)-v(t)(5.2-6)其中第n個碼元為un(t)=sn(t)-vn(t)(5.2-7)于是u(t)=un(t)(5.2-8)其中,un(t)可根據(jù)式(5.2-4)和(5.2-5)表示為其中,un(t)可根據(jù)式(5.2-4)和(97g1(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=(1-P)［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］,以概率Pg2(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=-P［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］,以概率(1-P)或者寫成un(t)=An［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］(5.2-9)其中顯然，u(t)是隨機脈沖序列，圖5-4（c）畫出了u(t)的一個實現(xiàn)。下面我們根據(jù)式(5.2-5)和式(5.2-8)，分別求出穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t)的功率譜，然后根據(jù)式(5.2-6)的關系，將兩者的功率譜合并起來就可得到隨機基帶脈沖序列s(t)的頻譜特性。un(t)=g1(t-nTs)-Pg1(t98(5.2-11)1.v(t)的功率譜密度Pv(f)(5.2-12)(5.2-5)(5.2-11)1.v(t)的功率譜密度Pv(f)(99又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范圍內(nèi)，所以上式的積分限可以改為從-∞到∞，因此式中又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存100再根據(jù)周期信號功率譜密度與傅氏系數(shù)Cm的關系式，有可見穩(wěn)態(tài)波的功率譜Pv(f)是沖擊強度取決|Cm|2的離散譜線，根據(jù)離散譜可以確定隨機序列是否包含直流分量（m=0）和定時分量(m=1)。再根據(jù)周期信號功率譜密度與傅氏系數(shù)Cm的關系式，有101

2.u(t)的功