第七章PWM控制技術(shù)

電力電子技術(shù)PowerElectronics電力電子技術(shù)（第5版）機(jī)械工業(yè)出版社王兆安、劉進(jìn)軍主編第七章PWM控制技術(shù)第7章PWM控制技術(shù)

7.1PWM控制的基本原理

7.2PWM逆變電路及其控制方法

7.3PWM跟蹤控制技術(shù)

7.4PWM整流電路及其控制方法

2引言PWM（PulseWidthModulation）控制就是對(duì)脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)，即通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）。第5章的直流斬波電路實(shí)際上采用的就是PWM技術(shù)，第6章中涉及到PWM控制技術(shù)的地方有兩處，一處是第6.1節(jié)中的斬控式交流調(diào)壓電路，另一處是第6.4節(jié)矩陣式變頻電路。

PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛，對(duì)逆變電路的影響也最為深刻，現(xiàn)在大量應(yīng)用的逆變電路中，絕大部分都是PWM型逆變電路。PWM控制技術(shù)在整流電路中也開始應(yīng)用，并顯示出突出的優(yōu)越性。37.1PWM控制的基本原理面積等效原理是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。原理內(nèi)容：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。47.1PWM控制的基本原理實(shí)例將圖7-1a、b、c、d所示的脈沖作為輸入，加在圖7-2a所示的R-L電路上，設(shè)其電流i(t)為電路的輸出，圖7-2b給出了不同窄脈沖時(shí)i(t)的響應(yīng)波形。

圖7-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖

圖7-2沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形

5用PWM波代替正弦半波將正弦半波看成是由N個(gè)彼此相連的脈沖寬度為/N，但幅值頂部是曲線且大小按正弦規(guī)律變化的脈沖序列組成的。把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦波部分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積（沖量）相等，這就是PWM波形。對(duì)于正弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱SPWM（SinusoidalPWM）波形。圖7-3用PWM波代替正弦半波

7.1PWM控制的基本原理6PWM波形可分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種，由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波?；诘刃娣e原理，PWM波形還可以等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。

圖7-3用PWM波代替正弦半波

7.1PWM控制的基本原理77.2PWM逆變電路及其控制方法

7.2.1計(jì)算法和調(diào)制法

7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制

7.2.3規(guī)則采樣法

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析

7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)

7.2.6空間矢量SVPWM控制

7.2.7PWM逆變電路的多重化87.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法計(jì)算法定義：根據(jù)逆變電路的正弦波輸出頻率、幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)，將PWM波形中各脈沖的寬度和間隔準(zhǔn)確計(jì)算出來，按照計(jì)算結(jié)果控制逆變電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。缺點(diǎn)：計(jì)算法是很繁瑣的，當(dāng)需要輸出的正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化。

97.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法調(diào)制法

把希望輸出的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過信號(hào)波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，其中等腰三角波應(yīng)用最多。

10圖7-4單相橋式PWM逆變電路

單相橋式PWM逆變電路（調(diào)制法）電路工作過程工作時(shí)V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ)，比如在uo正半周，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V3和V4交替通斷。負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法11圖7-4單相橋式PWM逆變電路

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法uo的正半周

V1保持導(dǎo)通，V2保持關(guān)斷。負(fù)載電流為正的區(qū)間V1和V4導(dǎo)通時(shí)，uo=Ud。V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0。負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間V1和V4導(dǎo)通時(shí)，因io為負(fù)，故io實(shí)際上從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud。V4關(guān)斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。在uo的負(fù)半周讓V2保持通態(tài)，V1保持?jǐn)鄳B(tài)，V3和V4交替通斷，負(fù)載電壓uo可以得到-Ud和零兩種電平。

12urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-5單極性PWM控制方式波形

單極性PWM控制方式調(diào)制信號(hào)ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在ur的負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。在ur的正半周，V1保持通態(tài)，V2保持?jǐn)鄳B(tài)。當(dāng)ur>uc時(shí)使V4導(dǎo)通，V3關(guān)斷，

uo=Ud。當(dāng)ur<uc時(shí)使V4關(guān)斷，V3導(dǎo)通，uo=0。在ur的負(fù)半周，V1保持?jǐn)鄳B(tài)，V2保持通態(tài)。ur<uc時(shí)使V3導(dǎo)通，V4關(guān)斷，uo=-Ud。當(dāng)ur>uc時(shí)使V3關(guān)斷，V4導(dǎo)通，uo=0。

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法13urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-6雙極性PWM控制方式波形

雙極性PWM控制方式在調(diào)制信號(hào)ur和載波信號(hào)uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制各開關(guān)器件的通斷。在ur的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得的PWM波也是有正有負(fù)，在ur的一個(gè)周期內(nèi)，輸出的PWM波只有±Ud兩種電平。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法14urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-6雙極性PWM控制方式波形

在ur的正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。當(dāng)ur>uc時(shí)，V1和V4導(dǎo)通，V2和V3關(guān)斷

io>0，則V1和V4通，io<0，則VD1和VD4通不管哪種情況都是uo=Ud。7.2.1計(jì)算法和調(diào)制法15urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-6雙極性PWM控制方式波形

在ur的正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。當(dāng)ur<uc時(shí)，V2和V3導(dǎo)通，V1和V4關(guān)斷

io<0，則V2和V3通

io>0，則VD2和VD3

不管哪種情況都是

uo=-Ud。7.2.1計(jì)算法和調(diào)制法16圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

三相橋式PWM逆變電路（調(diào)制法）采用雙極性控制方式。U、V和W三相的PWM控制通常公用一個(gè)三角波載波uc，三相的調(diào)制信號(hào)urU、urV和urW依次相差120°。

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法17電路工作過程（U相為例）當(dāng)urU>uc時(shí)，上橋臂V1導(dǎo)通，下橋臂V4關(guān)斷，則U相相對(duì)于直流電源假想中點(diǎn)N’的輸出電壓uUN’=Ud/2。當(dāng)urU<uc時(shí)，V4導(dǎo)通，V1關(guān)斷，則uUN’=-Ud/2。V1和V4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)始終是互補(bǔ)的。圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法18當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是二極管VD1(VD4)續(xù)流導(dǎo)通，這要由阻感負(fù)載中電流的方向來決定。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形都只有±Ud/2兩種電平。

圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法19圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構(gòu)成。當(dāng)臂1和6導(dǎo)通時(shí)，uUV=Ud。當(dāng)臂3和4導(dǎo)通時(shí)，uUV=－Ud。當(dāng)臂1和3或臂4和6導(dǎo)通時(shí)，uUV=0。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法20圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

負(fù)載相電壓uUN可由下式求得

負(fù)載相電壓的PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成。

為了防止上下兩個(gè)臂直通而造成短路，在上下兩臂通斷切換時(shí)要留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法21圖7-9特定諧波消去法的輸出PWM波形

特定諧波消去法是計(jì)算法中一種較有代表性的方法。如果在輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)開關(guān)器件開通和關(guān)斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對(duì)稱，共有k個(gè)開關(guān)時(shí)刻可以控制，除去用一個(gè)自由度來控制基波幅值外，可以消去k－1個(gè)頻率的特定諧波。以三相橋式PWM型逆變電路中的uUN’波形為例在輸出電壓的半個(gè)周期內(nèi)，器件開通和關(guān)斷各3次（不包括0和π時(shí)刻），共有6個(gè)開關(guān)時(shí)刻可以控制。

7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法22為了消除偶次諧波，應(yīng)使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱，即

為了消除諧波中的余弦項(xiàng)，簡(jiǎn)化計(jì)算過程，應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以/2為軸線對(duì)稱，即

同時(shí)滿足式(7-1)和式(7-2)的波形稱為四分之一周期對(duì)稱波形，這種波形可用傅里葉級(jí)數(shù)表示為式中，an為(7-1)(7-2)(7-3)7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法23圖7-9特定諧波消去法的輸出PWM波形

因?yàn)閳D7-9的波形是四分之一周期對(duì)稱的，所以在一個(gè)周期內(nèi)的12個(gè)開關(guān)時(shí)刻（不包括0和時(shí)刻）中，能夠獨(dú)立控制的只有1、2和3共3個(gè)時(shí)刻，該波形的an為

(7-4)7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法24在三相對(duì)稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，因此通?？梢钥紤]消去5次和7次諧波，根據(jù)需要確定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三個(gè)方程，聯(lián)立可求得1、2和3。

這樣可以消去兩種特定頻率的諧波，對(duì)于給定的基波幅值a1，求解上述方程可得一組1、2和3，基波幅值a1改變時(shí)，1、2和3也相應(yīng)地改變。

(7-5)7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法257.2.2

異步調(diào)制和同步調(diào)制載波比載波頻率fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比N=fc/fr根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式可分為異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種。

267.2.2

異步調(diào)制和同步調(diào)制異步調(diào)制

載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制。通常保持載波頻率fc固定不變，因而當(dāng)信號(hào)波頻率fr變化時(shí)，載波比N是變化的。在信號(hào)波的半個(gè)周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱。當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小，PWM波形接近正弦波。當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大，輸出PWM波和正弦波的差異變大，對(duì)于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對(duì)稱性也變差。在采用異步調(diào)制方式時(shí)，希望采用較高的載波頻率，以使在信號(hào)波頻率較高時(shí)仍能保持較大的載波比。

27ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud圖7-10同步調(diào)制三相PWM波形

同步調(diào)制

載波比N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步的方式稱為同步調(diào)制。fr變化時(shí)載波比N不變，信號(hào)波一個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。在三相PWM逆變電路中，通常公用一個(gè)三角波載波，為了使三相輸出波形嚴(yán)格對(duì)稱和一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，取N為3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。當(dāng)逆變電路輸出頻率很低時(shí)，同步調(diào)制時(shí)的fc也很低，fc過低時(shí)由調(diào)制帶來的諧波不易濾除，當(dāng)負(fù)載為電動(dòng)機(jī)時(shí)也會(huì)帶來較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和噪聲；當(dāng)逆變電路輸出頻率很高時(shí)，同步調(diào)制時(shí)的fc會(huì)過高，使開關(guān)器件難以承受。

7.2.2

異步調(diào)制和同步調(diào)制28圖7-11分段同步調(diào)制方式舉例

分段同步調(diào)制

把fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同。在fr高的頻段采用較低的載波比，以使fc不致過高，限制在功率開關(guān)器件允許的范圍內(nèi)。在fr低的頻段采用較高的載波比，以使fc不致過低而對(duì)負(fù)載產(chǎn)生不利影響。為了防止fc在切換點(diǎn)附近的來回跳動(dòng)，在各頻率切換點(diǎn)采用了滯后切換的方法。有的裝置在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，而在高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣可以把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式的效果接近。

實(shí)線表示輸出頻率增高時(shí)的切換頻率虛線表示輸出頻率降低時(shí)的切換頻率

7.2.2

異步調(diào)制和同步調(diào)制297.2.3

規(guī)則采樣法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規(guī)則采樣法

自然采樣法在正弦波和三角波的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制功率開關(guān)器件的通斷。規(guī)則采樣法

是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法，其效果接近自然采樣法，但計(jì)算量卻比自然采樣法小得多。307.2.3

規(guī)則采樣法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規(guī)則采樣法

方法說明取三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc，使每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）為對(duì)稱。在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD對(duì)正弦信號(hào)波采樣而得到D點(diǎn)，過D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制功率開關(guān)器件的通斷。可以看出，用這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。

31ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規(guī)則采樣法

和'的確定設(shè)正弦調(diào)制信號(hào)波為

式中，a稱為調(diào)制度，0≤a<1；r為正弦信號(hào)波角頻率，從圖7-12中可得如下關(guān)系式

因此可得脈沖兩邊的間隙寬度'為

(7-6)(7-7)7.2.3

規(guī)則采樣法32三相橋式逆變電路

通常三相的三角波載波是公用的，三相正弦調(diào)制波的相位依次相差120°。設(shè)在同一三角波周期內(nèi)三相的脈沖寬度分別為U、V和W，脈沖兩邊的間隙寬度分別為'U、'V和'W，由于在同一時(shí)刻三相正弦調(diào)制波電壓之和為零，故由式(7-6)可得

同樣，由式(7-7)可得

利用式(7-8)、式(7-9)可以簡(jiǎn)化生成三相SPWM波形時(shí)的計(jì)算。(7-8)(7-9)7.2.3

規(guī)則采樣法337.2.4PWM逆變電路的諧波分析載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，會(huì)產(chǎn)生和載波有關(guān)的諧波分量，這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一。雙極性SPWM波形的諧波分析同步調(diào)制可以看成異步調(diào)制的特殊情況，因此只分析異步調(diào)制方式。分析方法以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)可以推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式。這種分析過程相當(dāng)復(fù)雜，而其結(jié)論卻是很簡(jiǎn)單而直觀的。

34+k)角頻率(nww1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧波振幅0.20.40.60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0單相橋式PWM逆變電路

所包含的諧波角頻率為

式中，n=1,3,5,…時(shí)，k=0,2,4,…；n=2,4,6,…時(shí)，k=1,3,5,…。其PWM波中不含有低次諧波，只含有角頻率為c及其附近的諧波，以及2c、3c等及其附近的諧波。幅值最高影響最大的是角頻率為c的諧波分量。

(7-10)圖7-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析351002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-0.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率(nwc+kwr)諧波振幅三相橋式PWM逆變電路分析應(yīng)用較多的公用載波信號(hào)時(shí)的情況，在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為

式中，n=1,3,5,…時(shí)

k=3(2m-1)±1；m=1,2,…；n=2,4,6,…時(shí)不含低次諧波。載波角頻率c整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是c±2r和2c±r。

(7-11)圖7-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析36諧波分析小結(jié)在實(shí)際電路中，由于采樣時(shí)刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設(shè)置的死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復(fù)雜，諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會(huì)出現(xiàn)少量的低次諧波。SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為c、2c及其附近的諧波，一般情況下c>>r，是很容易濾除的。當(dāng)調(diào)制信號(hào)波不是正弦波，而是其它波形時(shí)，其諧波由兩部分組成，一部分是對(duì)信號(hào)波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號(hào)波對(duì)載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析377.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)提高直流電壓利用率、減少開關(guān)次數(shù)在PWM型逆變電路中是很重要的。直流電壓利用率是指逆變電路所能輸出的交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。

提高直流電壓利用率可以提高逆變器的輸出能力。

減少功率器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗。正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路的直流電壓利用率很低。在調(diào)制度a為最大值1時(shí)，輸出相電壓的基波幅值為Ud/2，輸出線電壓的基波幅值為，即直流電壓利用率僅為0.866。實(shí)際電路工作時(shí)，考慮到功率器件的開通和關(guān)斷都需要時(shí)間，如不采取其他措施，調(diào)制度不可能達(dá)到1，實(shí)際能得到的直流電壓利用率比0.866還要低。

38ucurUurVurWuuUN'OwtOwtOwtOwtuVN'uUV圖7-15梯形波為調(diào)制信號(hào)的PWM控制

采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)

當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí)，梯形波所含的基波分量幅值已超過了三角波幅值，可以有效地提高直流電壓利用率。決定功率開關(guān)器件通斷的方法和用正弦波作為調(diào)制信號(hào)波時(shí)完全相同。

對(duì)梯形波的形狀用三角化率=

Ut/Uto來描述，其中Ut為以橫軸為底時(shí)梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長(zhǎng)后相交所形成的三角形的高。=0時(shí)梯形波變?yōu)榫匦尾ǎ?1時(shí)梯形波變?yōu)槿遣ā?/p>

7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)39圖7-16σ變化時(shí)的δ和直流電壓利用率

圖7-17σ變化時(shí)的各次諧波含量

由于梯形波中含有低次諧波，調(diào)制后的PWM波仍含有同樣的低次諧波，設(shè)由這些低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為，則三角化率不同時(shí)，和直流電壓利用率U1m/Ud也不同。

=0.4時(shí)，諧波含量也較少，約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。用梯形波調(diào)制時(shí)，輸出波形中含有5次、7次等低次諧波，這是梯形波調(diào)制的缺點(diǎn)，實(shí)際應(yīng)用時(shí)，可以考慮將正弦波和梯形波結(jié)合使用。7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)40uucr1uOwturur1uOwtur3圖7-18疊加3次諧波的調(diào)制信號(hào)

線電壓控制方式目標(biāo)是使輸出的線電壓波形中不含低次諧波，同時(shí)盡可能提高直流電壓利用率，也應(yīng)盡量減少功率器件的開關(guān)次數(shù)。在相電壓正弦波調(diào)制信號(hào)中疊加適當(dāng)大小的3次諧波，使之成為鞍形波，則經(jīng)過PWM調(diào)制后逆變電路輸出的相電壓中也必然包含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同，在合成線電壓時(shí)，各相電壓的3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。圖7-18中，調(diào)制信號(hào)ur成為鞍形波，基波分量ur1的幅值更大，但ur的最大值不超過三角波載波最大值。

基波ur1正峰值附近恰為3次諧波ur3的負(fù)半波，兩者相互抵消。

7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)41圖7-19線電壓控制方式舉例

線電壓控制方式舉例可以在正弦調(diào)制信號(hào)中疊加3次諧波外，還可以疊加其他3倍頻于正弦波的信號(hào)，也可以再疊加直流分量，這些都不會(huì)影響線電壓。圖7-19中，up中既包含3的整數(shù)倍次諧波，也包含直流分量，而且其大小是隨正弦信號(hào)的大小而變化的，設(shè)三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號(hào)中的正弦波分量分別為urU1、urV1和urW1，并令

則三相的調(diào)制信號(hào)分別為(7-12)(7-13)7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)42圖7-19線電壓控制方式舉例

不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW中總有1/3周期的值是和三角波負(fù)峰值相等的，其值為-1，在這1/3周期中，并不對(duì)調(diào)制信號(hào)值為-1的一相進(jìn)行控制，而只對(duì)其他兩相進(jìn)行PWM控制，因此也稱為兩相控制方式。7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)43圖7-19線電壓控制方式舉例

兩相控制方式有以下優(yōu)點(diǎn)在信號(hào)波的1/3周期內(nèi)開關(guān)器件不動(dòng)作，可使功率器件的開關(guān)損耗減少1/3。最大輸出線電壓基波幅值為Ud，和相電壓控制方法相比，直流電壓利用率提高了15%。輸出線電壓中不含低次諧波，這是因?yàn)橄嚯妷褐邢鄳?yīng)于up的諧波分量相互抵消的緣故，這一性能優(yōu)于梯形波調(diào)制方式。

7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)447.2.6

空間矢量SVPWM控制空間矢量SVPWM控制技術(shù)廣泛運(yùn)用于變頻器中，驅(qū)動(dòng)交流電機(jī)時(shí)，使電機(jī)的磁鏈成為圓形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，從而使電機(jī)產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩?？臻g矢量SVPWM控制技術(shù)圖4-9所示的三相電壓型橋式逆變電路，采用180°導(dǎo)通方式，共有8種工作狀態(tài)，用“1”表示每相上橋臂開關(guān)導(dǎo)通，用“0”表示下橋臂開關(guān)導(dǎo)通，即圖4-9三相電壓型橋式逆變電路

前6種狀態(tài)有輸出電壓，屬有效工作狀態(tài)，而后兩種全部是上管通或下管通，沒有輸出電壓，稱之為零工作狀態(tài)，故對(duì)于這種基本的逆變器，稱之為6拍逆變器。

V6、V1、V2通→100V1、V2、V3通→110V2、V3、V4通→010V3、V4、V5通→011V4、V5、V6通→001V5、V6、V1通→101V1、V3、V5通→111V2、V4、V6通→00045圖7-20電壓空間矢量六邊形

圖7-21空間電壓矢量的線形組合

對(duì)于6拍逆變器，在每個(gè)工作周期中，6種有效工作狀態(tài)各出現(xiàn)一次，每一種狀態(tài)持續(xù)60°，在一個(gè)周期中6個(gè)電壓矢量共轉(zhuǎn)過360°，形成一個(gè)封閉的正六邊形，對(duì)于111和000這兩個(gè)“零工作狀態(tài)”，在這里表現(xiàn)為位于原點(diǎn)的零矢量，坐落在正六邊形的中心點(diǎn)。

采用PWM控制，就可以使交流電機(jī)的磁通盡量接近圓形，工作頻率越高，磁通就越接近圓形，需要的電壓矢量不是6個(gè)基本電壓矢量時(shí)，可以用兩個(gè)基本矢量和零矢量的組合來實(shí)現(xiàn)。如圖7-21中，所要的矢量為us，用基本矢量u1和u2的線形組合來實(shí)現(xiàn)，u1和u2的作用時(shí)間一般小于開關(guān)周期To的60°，不足的時(shí)間可用“零矢量”補(bǔ)齊。

7.2.6

空間矢量SVPWM控制467.2.7PWM逆變電路的多重化圖7-22二重PWM型逆變電路

目的是為了提高等效開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗，減少和載波有關(guān)的諧波分量。PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式。電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出。圖7-23二重PWM型逆變電路輸出波形

477.2.7PWM逆變電路的多重化圖7-22二重PWM型逆變電路

兩個(gè)單元逆變電路的載波信號(hào)相互錯(cuò)開180°，輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2，已變?yōu)閱螛O性PWM波了，輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個(gè)電平，比非多重化時(shí)諧波有所減少。圖7-23二重PWM型逆變電路輸出波形

48所加電壓的頻率越高，電抗器所需的電感量就越小。二重化后，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為nc+kr，但其中當(dāng)n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在2c附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高了一倍。

圖7-22二重PWM型逆變電路

圖7-23二重PWM型逆變電路輸出波形

7.2.7PWM逆變電路的多重化497.3PWM跟蹤控制技術(shù)

7.3.1滯環(huán)比較方式

7.3.2三角波比較方式507.3.1

滯環(huán)比較方式圖7-24滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例

tOiii*+DIi*-DIi*圖7-25滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

跟蹤控制方法：把希望輸出的電流或電壓波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際電流或電壓波形作為反饋信號(hào)，通過兩者的瞬時(shí)值比較來決定逆變電路各功率開關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化。滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制應(yīng)用最多。PWM電流跟蹤控制單相半橋式逆變電路把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為帶有滯環(huán)特性的比較器的輸入，通過其輸出來控制功率器件V1和V2的通斷。電抗器51控制規(guī)律當(dāng)V1（或VD1）導(dǎo)通時(shí)，i增大。當(dāng)V2（或VD2）導(dǎo)通時(shí)，i減小。通過環(huán)寬為2?I的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+?I和i*-?I的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。環(huán)寬過寬時(shí)，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高，開關(guān)損耗增大。L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢；L小時(shí)，i的變化率大，開關(guān)頻率過高。圖7-24滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例

tOiii*+DIi*-DIi*圖7-25滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

7.3.1

滯環(huán)比較方式52圖7-26三相電流跟蹤型PWM逆變電路

圖7-25滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

三相電流跟蹤型PWM逆變電路由三個(gè)單相半橋電路組成，三相電流指令信號(hào)i*U、i*V和i*W依次相差120°。在線電壓的正半周和負(fù)半周內(nèi)，都有極性相反的脈沖輸出，這將使輸出電壓中的諧波分量增大，也使負(fù)載的諧波損耗增加。7.3.1

滯環(huán)比較方式53采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路的特點(diǎn)：硬件電路簡(jiǎn)單。實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快。不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量多。屬于閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)。7.3.1

滯環(huán)比較方式54圖7-28電壓跟蹤控制電路舉例

電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。u*=0時(shí)，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路u*為直流信號(hào)時(shí)，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波。u*為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*

相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。7.3.1

滯環(huán)比較方式557.3.2三角波比較方式圖7-29三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路

把指令電流i*U、i*V和i*W和逆變電路實(shí)際輸出的電流iU、iV、iW進(jìn)行比較，求出偏差電流，通過放大器A放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。特點(diǎn)開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。567.4

PWM整流電路及其控制方法

7.4.1PWM整流電路的工作原理

7.4.2PWM整流電路的控制方法577.4PWM整流電路及其控制方法·引言實(shí)際應(yīng)用的整流電路幾乎都是晶閘管相控整流電路或二極管整流電路。隨著觸發(fā)延遲角的增大，位移因數(shù)降低。輸入電流中諧波分量相當(dāng)大，功率因數(shù)很低。

把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路。

通過對(duì)PWM整流電路的適當(dāng)控制，可以使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1。

也稱為單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。

587.4.2PWM整流電路的控制方法圖7-33間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

根據(jù)有沒有引入電流反饋可以將這些控制方法分為兩種沒有引入交流電流反饋的稱為間接電流控制引入交流電流反饋的稱為直接電流控制。1、間接電流控制

也稱為相位和幅值控制，控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。

負(fù)載圖7-32三相橋式PWM整流電路

59圖7-33間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

控制原理和實(shí)際的直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號(hào)id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud=，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負(fù)載電流大小對(duì)應(yīng)，也和交流輸入電流幅值相對(duì)應(yīng)。負(fù)載電流增大時(shí)，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進(jìn)而使交流輸入電流增大，也使ud回升；達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud和相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復(fù)到零，而id則穩(wěn)定為新的較大的值，與較大的負(fù)載電流和較大的交流輸入電流對(duì)應(yīng)。負(fù)載電流減小時(shí)，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。7.4.2PWM整流電路的控制方法60圖7-33間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

從整流運(yùn)行變?yōu)槟孀冞\(yùn)行時(shí)

負(fù)載電流反向而向直流側(cè)電容C充電，使ud抬高，PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負(fù)偏差，其輸出id減小后變?yōu)樨?fù)值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實(shí)現(xiàn)逆變運(yùn)行。達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud和仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，其輸出id為負(fù)值，并與逆變電流的大小相對(duì)應(yīng)。

7.4.2PWM整流電路的控制方法61圖7-33間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前/2的余弦信號(hào)，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc。7.4.2PWM整流電路的控制方法62各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得