CH8 反饋控制電路

高頻電子線路

Chapter7

反饋控制電路湖北大學(xué)物電學(xué)院余瓊?cè)氐?章反饋控制電路

7.1自動增益控制電路7.2自動頻率控制電路7.3鎖相環(huán)的基本原理7.4頻率合成器?SOME200627.1自動增益控制電路圖7―1反饋控制系統(tǒng)的組成?SOME20063圖7―2具有AGC電路的接收機(jī)組成框圖?SOME20064一、工作原理設(shè)輸入信號振幅為Ui,輸出信號振幅為Uo,可控增益放大器增益為Kv(uc),它是控制電壓uc的函數(shù),則有圖7―3自動增益控制電路框圖?SOME20065二、自動增益控制電路根據(jù)輸入信號的類型、特點以及對控制的要求,AGC電路主要有以下幾種類型。1．簡單AGC電路2．延遲AGC電路3．前置AGC、后置AGC與基帶AGC?SOME200661．簡單AGC電路在簡單AGC電路里,參考電平Ur＝0。這樣,只要輸入信號振幅Ui增加,AGC的作用就會使增益Kv減小,從而使輸出信號振幅Uo減小。為簡單AGC的特性曲線。?SOME20067

mimo為AGC電路限定的輸入(出)信號振幅最大值與最小值之比（輸入動態(tài)范圍）,即則有?SOME200682．延遲AGC電路在延遲AGC電路里有一個起控門限,即比較器參考電壓Ur,它對應(yīng)的輸入信號振幅Uimin,如圖7―5所示。圖8―6延遲AGC電路?SOME20069圖8―5延遲AGC特性曲線?SOME2006103．前置AGC、后置AGC與基帶AGC

前置AGC是指AGC處于解調(diào)以前,由高頻（或中頻）信號中提取檢測信號,通過檢波和直流放大,控制高頻（或中頻）放大器的增益。后置AGC是從解調(diào)后提取檢測信號來控制高頻（或中頻）放大器的增益?；鶐GC是整個AGC電路均在解調(diào)后的基帶進(jìn)行處理。?SOME200611三、AGC的性能指標(biāo)1．動態(tài)范圍

AGC電路是利用電壓誤差信號去消除輸出信號振幅與要求輸出信號振幅之間電壓誤差的自動控制電路。2．響應(yīng)時間

AGC電路是通過對可控增益放大器增益的控制來實現(xiàn)對輸出信號振幅變化的限制,而增益變化又取決于輸入信號振幅的變化,所以要求AGC電路的反應(yīng)既要能跟得上輸入信號振幅的變化速度,又不會出現(xiàn)反調(diào)制現(xiàn)象,這就是響應(yīng)時間特性。?SOME2006127.2自動頻率控制電路一、工作原理自動頻率控制（AFC）電路由頻率比較器、低通濾波器和可控頻率器件三部分組成,如圖7―7所示。

可控頻率器件通常是壓控振蕩器（VCO）,其輸出振蕩角頻率可寫成?SOME200613二、主要性能指標(biāo)對于AFC電路,其主要的性能指標(biāo)是暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)以及跟蹤特性。1．暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)特性由圖8―7可得AFC電路的閉環(huán)傳遞函數(shù)由此可得到輸出信號角頻率的拉氏變換(8―6)(8―7)?SOME2006142．跟蹤特性由圖8―7可求得AFC電路的誤差傳遞函數(shù)T（s）,它是誤差角頻率Ωe（s）與參考角頻率Ωr（s）之比,其表達(dá)式為從而可得AFC電路中誤差角頻率ω的時域穩(wěn)定誤差值(8―8)(8―9)?SOME200615三、應(yīng)用1．自動頻率微調(diào)電路（簡稱AFC電路）圖8―8是一個調(diào)頻通信機(jī)的AFC系統(tǒng)的方框圖。這里是以固定中頻fI作為鑒頻器的中心頻率,亦作為AFC系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)頻率。?SOME200616圖8―8調(diào)頻通信機(jī)的AFC系統(tǒng)方框圖?SOME200617圖8―9AFT原理方框圖?SOME200618

7.3鎖相環(huán)的基本原理

7.3.1工作原理鎖相環(huán)是一個相位負(fù)反饋控制系統(tǒng)。它由鑒相器(PhaseDetector,縮寫為PD)、環(huán)路濾波器(LoopFilter,縮寫為LF)和電壓控制振蕩器(VoltageControlledOscillator,縮寫為VCO)三個基本部件組成,如圖8―10所示。?SOME200619圖8―10鎖相環(huán)的基本構(gòu)成?SOME200620設(shè)參考信號為(8―10)若參考信號是未調(diào)載波時,則θr(t)=θr=常數(shù)。設(shè)輸出信號為(8―11)兩信號之間的瞬時相差為（8―12）由頻率和相位之間的關(guān)系可得兩信號之間的瞬時頻差為(8―13)?SOME200621鎖定后兩信號之間的相位差表現(xiàn)為一固定的穩(wěn)態(tài)值。即（8―14）此時,輸出信號的頻率已偏離了原來的自由振蕩頻率ω0(控制電壓uc(t)=0時的頻率),其偏移量由式(8―13)和(8―14)得到為

(8―15)這時輸出信號的工作頻率已變?yōu)?8―16)?SOME2006221.鑒相器鑒相器（PD）又稱為相位比較器,它是用來比較兩個輸入信號之間的相位差θe(t)。鑒相器輸出的誤差信號ud(t)是相差θe(t)的函數(shù),即基本環(huán)路方程圖8―11正弦鑒相器模型?SOME200623圖8―12線性鑒相器的頻域數(shù)學(xué)模型?SOME200624若以壓控振蕩器的載波相位ω0t作為參考,將輸出信號uo(t)與參考信號uruo(t)=Uocos［ω0t+θ2(t)］(8―18)

ur(t)=Ursin［ωrt+θr(t)］=Ursin［ω0t+θ1(t)］(8―19)

式中，θ2(t)=θ0(t),

θ1(t)=(ωr-ω0)t+θr(t)=Δω0t+θr(t)

(8―20)將uo(t)與ur(t)相乘,濾除2ω0分量,可得ud(t)=Udsin［θ1(t)-θ2(t)］=Udsinθe(t)

(8―21)?SOME200625圖8―13正弦鑒相器的鑒相特性?SOME200626圖8―14環(huán)路濾波器的模型(a)時域模型;(b)頻域模型?SOME2006272.環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器(LF)是一個線性低通濾波器,用來濾除誤差電壓ud(t)中的高頻分量和噪聲,更重要的是它對環(huán)路參數(shù)調(diào)整起到?jīng)Q定性的作用。1)RC積分濾波器這是最簡單的低通濾波器,電路如圖8―15(a)所示,其傳遞函數(shù)為(8―22)?SOME200628圖8―15RC積分濾波器的組成與頻率特性(a)組成;(b)頻率特性?SOME2006292)無源比例積分濾波器無源比例積分濾波器如圖8―16(a)所示。與RC積分濾波器相比,它附加了一個與電容C串聯(lián)的電阻R2,這樣就增加了一個可調(diào)參數(shù)。它的傳遞函數(shù)為(8―23)?SOME200630圖8―16無源比例積分濾波器(a)組成;(b)頻率特性?SOME2006313)有源比例積分濾波器有源比例積分濾波器由運算放大器組成,電路如圖8-17(a)所示。當(dāng)運算放大器開環(huán)電壓增益A為有限值時,它的傳遞函數(shù)為(8―24)式中，τ′1=(R1+AR1+R2)C;τ2=R2C。若A很高,則(8―25)?SOME2006323.壓控振蕩器壓控振蕩器(VCO)是一個電壓-頻率變換器,在環(huán)路中作為被控振蕩器,它的振蕩頻率應(yīng)隨輸入控制電壓uc(t)線性地變化,即式中，ωv(t)是VCO的瞬時角頻率,Kd是線性特性斜率,表示單位控制電壓,可使VCO角頻率變化的數(shù)值。因此又稱為VCO的控制靈敏度或增益系數(shù),單位為［rad/V·s］。在鎖相環(huán)路中,VCO的輸出對鑒相器起作用的不是瞬時角頻率而是它的瞬時相位,即（8―26）?SOME200633（8―27）（8―28）將此式與式(8―18)比較,可知以ω0t為參考的輸出瞬時相位為?SOME200634圖8―17有源比例積分濾波器(a)電路;(b)頻率特性?SOME200635由此可見,VCO在鎖相環(huán)中起了一次積分作用,因此也稱它為環(huán)路中的固有積分環(huán)節(jié)。式(8―28)就是壓控振蕩器相位控制特性的數(shù)學(xué)模型,若對式(8―28)進(jìn)行拉氏變換,可得到在復(fù)頻域的表示式為（8―29）（8―30）VCO的傳遞函數(shù)為?SOME200636圖8―18VCO的復(fù)頻域模型?SOME2006374.環(huán)路相位模型和基本方程復(fù)時域分析時可用一個傳輸算子F(p)來表示,其中p(≡d/dt)是微分算子。由圖8―19,我們可以得出鎖相環(huán)路的基本方程(8―31)(8―32)?SOME200638圖8―19鎖相環(huán)路的相位模型?SOME200639將式(8―32)代入式(8―31)得（8―33）設(shè)環(huán)路輸入一個頻率ωr和相位θr均為常數(shù)的信號,即式中，ω0是控制電壓uc(t)=0時VCO的固有振蕩頻率;θr是參考輸入信號的初相位。令（8―34）則?SOME200640將式(8―34)代入式(8―33)可得固定頻率輸入時的環(huán)路基本方程:（8―35）右邊第二項是閉環(huán)后VCO受控制電壓uc(t)作用引起振蕩頻率ωv相對于固有振蕩頻率ω0的頻差(ωv-ω0),稱為控制頻差。由式(8―35)可見,在閉環(huán)之后的任何時刻存在如下關(guān)系:

瞬時頻差=固有頻差-控制頻差（8―36）?SOME2006418.3.3鎖相環(huán)工作過程的定性分析1.鎖定狀態(tài)當(dāng)在環(huán)路的作用下,調(diào)整控制頻差等于固有頻差時,瞬時相差θe(t)趨向于一個固定值,并一直保持下去,即滿足（8―37）鎖定時的環(huán)路方程為（8―38）（8―39）從中解得穩(wěn)態(tài)相差?SOME200642鎖定正是在由穩(wěn)態(tài)相差θe(∞)產(chǎn)生的直流控制電壓作用下,強(qiáng)制使VCO的振蕩角頻率ωv相對于ω0偏移了Δω0而與參考角頻率ωr相等的結(jié)果。即（8―40）?SOME2006432.跟蹤過程當(dāng)Δωv大得足以補(bǔ)償固有頻差Δω0時,環(huán)路維持鎖定,因而有如果繼續(xù)增大Δω0,使｜Δω0｜＞K0UdF(j0),則環(huán)路失鎖(ωv≠ωr)。因此,我們把環(huán)路能夠繼續(xù)維持鎖定狀態(tài)的最大固有頻差定義為環(huán)路的同步帶:故（8―41）?SOME2006443.失鎖狀態(tài)失鎖狀態(tài)就是瞬時頻差(ωr-ωv)總不為零的狀態(tài)。這時,鑒相器輸出電壓ud(t)為一上下不對稱的穩(wěn)定差拍波,其平均分量為一恒定的直流。這一恒定的直流電壓通過環(huán)路濾波器的作用使VCO的平均頻率ωv偏離ω0向ωr靠攏,這就是環(huán)路的頻率牽引效應(yīng)。?SOME2006454.捕獲過程開機(jī)時,鑒相器輸入端兩信號之間存在著起始頻差(即固有頻差)Δω0,其相位差Δω0t。因此,鑒相器輸出的是一個角頻率等于頻差Δω0的差拍信號,即（8―42）?SOME200646若Δω0很大,ud(t)差拍信號的拍頻很高,易受環(huán)路濾波器抑制,這樣加到VCO輸入端的控制電壓uc(t)很小,控制頻差建立不起來,ud(t)仍是一個上下接近對稱的穩(wěn)定差拍波,環(huán)路不能入鎖。?SOME200647圖8―20頻率捕獲鎖定示意圖?SOME200648環(huán)路能否發(fā)生捕獲是與固有頻差的Δω0大小有關(guān)。只有當(dāng)|Δω0|小到某一頻率范圍時,環(huán)路才能捕獲入鎖,這一范圍稱為環(huán)路的捕獲帶Δωp。它定義為在失鎖狀態(tài)下能使環(huán)路經(jīng)頻率牽引,最終鎖定的最大固有頻差|Δω0|max,即（8―43）?SOME2006498.3.4鎖相環(huán)路的線性分析鎖相環(huán)路線性分析的前提是環(huán)路同步,線性分析實際上是鑒相器的線性化。雖然壓控振蕩器也可能是非線性的,但只要恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計與使用就可以做到控制特性線性化。鑒相器在具有三角波和鋸齒波鑒相特性時具有較大的線性范圍。而對于正弦型鑒相特性,當(dāng)｜θe｜≤π／6時,可把原點附近的特性曲線視為斜率為Kd的直線,如圖8―21所示。因此,式(8―21)可寫成

(8―44)?SOME200650圖8―21正弦鑒相器線性化特性曲線圖8―22線性化鑒相器的模型?SOME200651用Kdθe(t)取代基本方程式(8―35)中的

Udsinθe(t)可得到環(huán)路的線性基本方程（8―45）(8―46)或式中，K=K0Kd稱為環(huán)路增益。K的量綱為頻率。式(8―46)相應(yīng)的鎖相環(huán)線性相位模型如圖8―23所示。?SOME200652圖8―23鎖相環(huán)的線性相位模型(時域)?SOME200653對式(8―46)兩邊取拉氏變換,就可以得到相應(yīng)的復(fù)頻域中的線性相位模型,如圖8―24所示。圖8―24鎖相環(huán)的線性相位模型(復(fù)頻域)?SOME200654環(huán)路的相位傳遞函數(shù)有三種,用于研究環(huán)路不同的響應(yīng)函數(shù)。（1）開環(huán)傳遞函數(shù)研究開環(huán)(θe(t)=θ1(t))時,由輸入相位θ1(t)所引起的輸出相位θ2(t)的響應(yīng),為開環(huán)（8―47）（2）閉環(huán)傳遞函數(shù)研究閉環(huán)時,由θ1(t)引起輸出相位θ2(t)的響應(yīng),為（8―48）?SOME200655（3）誤差傳遞函數(shù)研究閉環(huán)時,由θ1(t)所引起的誤差響應(yīng)θe(t),為（8―49）

Ho(s)、H(s)、He(s)是研究鎖相環(huán)路同步性能最常用的三個傳遞函數(shù),三者之間存在如下關(guān)系:（8―50）（8―51）?SOME200656表8―1列出了采用無源比例積分濾波器和理想積分濾波器(即A很高時的有源比例積分濾波器)的環(huán)路傳遞函數(shù)。?SOME200657表8―1?SOME200658表8―2?SOME2006591．跟蹤特性鎖相環(huán)的一個重要特點是對輸入信號相位的跟蹤能力。衡量跟蹤性能好壞的指標(biāo)是跟蹤相位誤差,即相位誤差函數(shù)θe(t)的暫態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。其中暫態(tài)響應(yīng)用來描述跟蹤速度的快慢及跟蹤過程中相位誤差波動的大小。穩(wěn)態(tài)響應(yīng)是當(dāng)t→∞時的相位誤差值,表征了系統(tǒng)的跟蹤精度。?SOME200660在給定鎖相環(huán)路之后,根據(jù)式(8―49)可以計算出復(fù)頻域中相位誤差函數(shù)θe(s),對其進(jìn)行拉氏反變換,就可以得到時域誤差函數(shù)θe(t)。

下面我們分析理想二階環(huán)對于頻率階躍信號的暫態(tài)誤差響應(yīng)。當(dāng)輸入?yún)⒖夹盘柕念l率在t=0時有一階躍變化,即（8―52）其對應(yīng)的輸入相位（8―53）（8―54）?SOME200661則（8―55）進(jìn)行拉氏反變換,得當(dāng)ξ＞1時,當(dāng)ξ=1時,當(dāng)0＜ξ＜1時,(8―56c)(8―56b)（8―56a）?SOME200662式(8―56)相應(yīng)的響應(yīng)曲線如圖8―25所示。由圖可見:

(1)暫態(tài)過程的性質(zhì)由ξ決定。當(dāng)ξ＜1時,暫態(tài)過程是衰減振蕩,環(huán)路處于欠阻尼狀態(tài);當(dāng)ξ＞1時,暫態(tài)過程按指數(shù)衰減,盡管可能有過沖,但不會在穩(wěn)態(tài)值附近多次擺動,環(huán)路處于過阻尼狀態(tài);當(dāng)ξ=1時,環(huán)路處于臨界阻尼狀態(tài),其暫態(tài)過程沒有振蕩。?SOME200663(2)當(dāng)ξ＜1時,暫態(tài)過程的振蕩頻率為（1-ξ2)1/2ωn。若ξ=0,則振蕩頻率等于ωn。所以ωn作為無阻尼自由振蕩角頻率的物理意義很明確。(3)由圖可見,二階環(huán)的暫態(tài)過程有過沖現(xiàn)象,過沖量的大小與ξ值有關(guān)。ξ越小,過沖量越大,環(huán)路相對穩(wěn)定性越差。(4)暫態(tài)過程是逐步衰減的,至于衰減到多少才認(rèn)為暫態(tài)過程結(jié)束,完全取決于如何選擇暫態(tài)結(jié)束的標(biāo)準(zhǔn)。?SOME200664圖8―25理想二階環(huán)對輸入頻率階躍的相位誤差響應(yīng)曲線?SOME200665圖8―25理想二階環(huán)對輸入頻率階躍的相位誤差響應(yīng)曲線?SOME200666(4)暫態(tài)過程是逐步衰減的,至于衰減到多少才認(rèn)為暫態(tài)過程結(jié)束,完全取決于如何選擇暫態(tài)結(jié)束的標(biāo)準(zhǔn)。穩(wěn)態(tài)相位誤差是用來描述環(huán)路最終能否跟蹤輸入信號的相位變化及跟蹤精度與環(huán)路參數(shù)之間的關(guān)系。求解穩(wěn)態(tài)相差θe(∞)的方法有兩種:(1)由前面求出的θe(t),令t→∞即可求出

(2)利用拉氏變換的終值定理,直接從θe(s)求出（8―57）?SOME200667表8―3?SOME200668由此可見(1)同環(huán)路對不同輸入的跟蹤能力不同,輸入變化越快,跟蹤性能越差,θe(∞)=∞意味著環(huán)路不能跟蹤。(2)同一輸入,采用不同環(huán)路濾波器的環(huán)路的跟蹤性能不同。可見環(huán)路濾波器對改善環(huán)路跟蹤性能的作用。(3)同是二階環(huán),對同一信號的跟蹤能力與環(huán)路的“型”有關(guān)(即環(huán)內(nèi)理想積分因子1/s的個數(shù))。

(4)理想二階環(huán)(二階Ⅱ型)跟蹤頻率斜升信號的穩(wěn)態(tài)相位誤差與掃瞄速率R成正比。?SOME200669圖8-26閉環(huán)幅頻特性?SOME2006702.頻率響應(yīng)頻率響應(yīng)是決定鎖相環(huán)對信號和噪聲過濾性能好壞的重要特性,由此可以判斷環(huán)路的穩(wěn)定性,并進(jìn)行校正。采用RC積分濾波器,其傳遞函數(shù)如式(8―29)所示,則閉環(huán)傳遞函數(shù)為(8―58)相應(yīng)的幅頻特性為(8―59)?SOME200671阻尼系數(shù)ξ取不同值時畫出的幅頻特性曲線如圖8―26所示,可見具有低通濾波特性。環(huán)路帶寬BW0.7可令式(8―59)等于0.707后求得(8―60)調(diào)節(jié)阻尼系數(shù)ξ和自然諧振角頻率ωn可以改變帶寬,調(diào)節(jié)ξ還可以改變曲線的形狀。當(dāng)ξ=0.707時,曲線最平坦,相應(yīng)的帶寬為(8―61)?SOME2006728.3.5鎖相環(huán)路的應(yīng)用

由以上的討論已知,鎖相環(huán)路具有以下幾個重要特性:(1)環(huán)路鎖定后,沒有剩余頻差。壓控振蕩器的輸出頻率嚴(yán)格等于輸入信號的頻率。(2)跟蹤特性。環(huán)路鎖定后,當(dāng)輸入信號頻率ωi稍有變化時,VCO的頻率立即發(fā)生相應(yīng)的變化,最終使VCO輸入頻率ωr=ωi。?SOME200673(3)濾波特性。鎖相環(huán)通過環(huán)路濾波器的作用,具有窄帶濾波特性,能夠?qū)⒒爝M(jìn)輸入信號中的噪聲和雜散干擾濾除。(4)易于集成化。組成環(huán)路的基本部件都易于采用模擬集成電路。環(huán)路實現(xiàn)數(shù)字化后,更易于采用數(shù)字集成電路。?SOME200674下面介紹鎖相環(huán)的幾種應(yīng)用。1.鎖相環(huán)路的調(diào)頻與解調(diào)用鎖相環(huán)調(diào)頻,能夠得到中心頻率高度穩(wěn)定的調(diào)頻信號,圖8―27是這種方法的方框圖。圖8―27鎖相環(huán)路調(diào)頻器方框圖?SOME200675調(diào)制跟蹤鎖相環(huán)本身就是一個調(diào)頻解調(diào)器。它利用鎖相環(huán)路良好的調(diào)制跟蹤特性,使鎖相環(huán)路跟蹤輸入調(diào)頻信號瞬時相位的變化,從而使VCO控制端獲得解調(diào)輸出。鎖相環(huán)鑒頻器的組成如圖8―28所示。圖8―28鎖相鑒頻器?SOME200676設(shè)輸入的調(diào)頻信號為其調(diào)制信號為uΩ(t)=UΩcosΩt,mf為調(diào)頻指數(shù)。同時假設(shè)環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài),且輸入載頻ωi等于VCO自由振蕩頻率ω0,則可得到調(diào)頻波的瞬時相位為現(xiàn)以VCO控制電壓uc(t)作為解調(diào)輸出,那么可先求出環(huán)路的輸出相位θ2(t),再根據(jù)VCO控制特性θ2(t)=K0uc(t)/p,不難求得解調(diào)輸出信號uc(t)。

（8―62）（8―63）?SOME200677設(shè)鎖相環(huán)路的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ),則輸出相位為(8―64)

因而解調(diào)輸出電壓為(8―65)?SOME200678式中,,

Δωm為調(diào)頻信號的最大頻偏。對于設(shè)計良好的調(diào)制跟蹤鎖相環(huán),在調(diào)制頻率范圍內(nèi)｜H(jΩ)｜≈1,相移∠H(jΩ)也很小。因此,uc(t)確是良好的調(diào)頻解調(diào)輸出。各種通用鎖相環(huán)集成電路都可以構(gòu)成調(diào)頻解調(diào)器。圖8―29為用NE562集成鎖相環(huán)構(gòu)成的調(diào)頻解調(diào)器。?SOME200679圖8―29NE562調(diào)頻解調(diào)器?SOME2006802.同步檢波器如果鎖相環(huán)路的輸入電壓是調(diào)幅波,只有幅度變化而無相位變化,則由于鎖相環(huán)路只能跟蹤輸入信號的相位變化,所以環(huán)路輸出得不到原調(diào)制信號,而只能得到等幅波。用鎖相環(huán)對調(diào)幅信號進(jìn)行解調(diào),實際上是利用鎖相環(huán)路提供一個穩(wěn)定度高的載波信號電壓,與調(diào)頻波在非線性器件中乘積檢波,輸出的就是原調(diào)制信號。AM信號頻譜中,除包含調(diào)制信號的邊帶外,還含有較強(qiáng)的載波分量,使用載波跟蹤環(huán)可將載波分量提取出來,再經(jīng)90°移相,可用作同步檢波器的相干載波。這種同步檢波器如圖8―30所示。?SOME200681圖8―30AM信號同步檢波器?SOME200682設(shè)輸入信號為(8―66)輸入信號中載波分量為Uicosωit,用載波跟蹤環(huán)提取后輸出為uo(t)=Uocos(ωit+θ0),經(jīng)90°移相后,得到相干載波?SOME200683將ur(t)與ui(t)相乘,濾除2ωi分量,得到的輸出信號就是恢復(fù)出來的調(diào)制信號。鎖相環(huán)路除了以上的應(yīng)用外,還可廣泛地應(yīng)用于電視機(jī)彩色副載波提取,調(diào)頻立體聲解碼、電機(jī)轉(zhuǎn)速控制、微波頻率源、鎖相接收機(jī)、移相器、位同步、以及各種調(diào)制方式的調(diào)制器和解調(diào)器、頻率合成器等。?SOME200684

8.4頻率合成器

8.4.1頻率合成器及其技術(shù)指標(biāo)1．頻率范圍頻率范圍是指頻率合成器輸出的最低頻率fomin和最高頻率fomax之間的變化范圍,也可用覆蓋系數(shù)k=fomax/fomin表示（k又稱之為波段系數(shù)）。如果覆蓋系數(shù)k>2~3時,整個頻段可以劃分為幾個分波段。在頻率合成器中,分波段的覆蓋系數(shù)一般取決于壓控振蕩器的特性。?SOME2006852．頻率間隔（頻率分辨率）頻率合成器的輸出是不連續(xù)的。兩個相鄰頻率之間的最小間隔,就是頻率間隔。頻率間隔又稱為頻率分辨率。不同用途的頻率合成器,對頻率間隔的要求是不相同的。對短波單邊帶通信來說,現(xiàn)在多取頻率間隔為100Hz,有的甚至取10Hz、1Hz乃至0.1Hz。對超短波通信來說,頻率間隔多取50kHz、25kHz等。在一些測量儀器中,其頻率間隔可達(dá)兆赫茲量級。?SOME2006863．頻率轉(zhuǎn)換時間頻率轉(zhuǎn)換時間是指頻率合成器從某一個頻率轉(zhuǎn)換到另一個頻率,并達(dá)到穩(wěn)定所需要的時間。它與采用的頻率合成方法有密切的關(guān)系。4．準(zhǔn)確度與頻率穩(wěn)定度頻率準(zhǔn)確度是指頻率合成器工作頻率偏離規(guī)定頻率的數(shù)值,即頻率誤差。而頻率穩(wěn)定度是指在規(guī)定的時間間隔內(nèi),頻率合成器頻率偏離規(guī)定頻率相對變化的大小。?SOME2006875．頻譜純度影響頻率合成器頻譜純度的因素主要有兩個,一是相位噪聲,二是寄生干擾。相位噪聲是瞬間頻率穩(wěn)定度的頻域表示,在頻譜上呈現(xiàn)為主譜兩邊的連續(xù)噪聲,如圖8-31所示。?SOME200688圖8―31頻率合成器的頻譜?SOME2006898.4.2頻率合成器的類型頻率合成器可分為直接式頻率合成器,間接式（或鎖相）頻率合成器和直接式數(shù)字頻率合成器。1．直接式頻率合成器（DS）

直接式頻率合成器是最先出現(xiàn)的一種合成器類型的頻率信號源。這種頻率合成器原理簡單,易于實現(xiàn)。其合成方法大致可分為兩種基本類型:一種是所謂非相關(guān)合成方法;另一種稱為相關(guān)合成方法。?SOME2006902．間接式頻率合成器（IS）

間接式頻率合成器又稱為鎖相頻率合成器。鎖相頻率合成器是目前應(yīng)用最廣的頻率合成器,也是本節(jié)主要介紹的內(nèi)容。

直接式頻率合成器中所固有的那些缺點,如體積大、成本高、輸出端出現(xiàn)寄生頻率等,在鎖相頻率合成器中就大大減少了?；镜逆i相頻率合成器如圖8―32所示。當(dāng)鎖相環(huán)鎖定后,相位檢波器兩輸入端的頻率是相同的,即(8―67)?SOME200691圖8―32基本鎖相頻率合成器?SOME200692

VCO輸出頻率fo經(jīng)N分頻得到(8―68)所以輸出頻率是參考頻率fr的整數(shù)倍,即(8―69)?SOME200693轉(zhuǎn)換時間取決于鎖相環(huán)的非線性性能,精確的表達(dá)式目前還難以導(dǎo)出,工程上常用的經(jīng)驗公式為轉(zhuǎn)換時間大約等于25個參考頻率的周期。分辨率與轉(zhuǎn)換時間成反比。例如fr=10Hz,則fs=2.5s,這顯然難以滿足系統(tǒng)的要求。

(8―70）?SOME200694固定分頻器的工作頻率明顯高于可變分頻比,超高速器件的上限頻率可達(dá)千兆赫茲以上。若在可變分頻器之前串接一固定分頻器的前置分頻器,則可大大提高VCO的工作頻率,如圖8―33所示。前置分頻器的分頻比為M,則可得（8―

71）?SOME200695圖8―33有前置分頻器的鎖相頻率合成器?SOME200696圖8―34下變鎖相頻率合成器?SOME200697混頻后用低通濾波器取出差頻分量,分頻器輸出頻率為（8―72）（8―73）因此?SOME2006983．直接數(shù)字式頻率合成器（DDS）

直接數(shù)字式頻率合成器是近年來發(fā)展非常迅速的一種器件,它采用全數(shù)字技術(shù),具有分辨率高、頻率轉(zhuǎn)換時間短、相位噪聲低等特點,并具有很強(qiáng)的調(diào)制功能和其它功能。當(dāng)最低有效位為1加到相位累加器時,產(chǎn)生最低的頻率,在時鐘fc的作用下,經(jīng)過了N位累加器的2N個狀態(tài),輸出頻率為fc/2N。加任意的M值到累加器,則DDS的輸出頻率為（8―74）?SOME200699圖8―35DDS的組成框圖?SOME2006100

DDS有如下特點:（1）頻率轉(zhuǎn)換時間短,可達(dá)毫微秒級,這主要取決于累加器中數(shù)字電路的門延遲時間;（2）分辨率高,可達(dá)到毫赫茲級,這取決于累加器的字長N和參考時鐘fc。（3）頻率變換時相位連續(xù);（4）有非常小的相位噪聲。（5）輸出頻帶寬,一般其輸出頻率約為fc的40％以內(nèi);（6）具有很強(qiáng)的調(diào)制功能。

?SOME2006101在PLL頻率合成器中,設(shè)計時要考慮的因素有:（1）頻率分辨率及頻率步長;（2）建立時間;（3）調(diào)諧范圍（帶寬）;（4）相位噪聲和雜散（譜純度）;（5）成本、復(fù)雜度和功能。?SOME2006102在DDS頻率合成器中,設(shè)計時要考慮的因素有:（1）時鐘頻率（帶寬）;（2）雜散（譜純度）;（3）成本、復(fù)雜度和功能。?SOME2006103

DDS的雜散主要是由DAC的誤差和離散抽樣值的量化近視引起的,改善DDS雜散的方法有:（1）增加DAC的位數(shù),DAC的位數(shù)增加一位,雜散電平降低6dB;（2）增加有效相位數(shù),每增加一位,雜散電平降低8dB;（3）設(shè)計性能良好的濾波器。?SOME2006104

DDS和PLL這兩種頻率合成方式不同,各有其獨有的特點,不能相互代替,但可以相互補(bǔ)充。將這兩種技術(shù)相結(jié)合,可以達(dá)到單一技術(shù)難以達(dá)到的結(jié)果。圖8―36是DDS驅(qū)動PLL頻率合成器,這種頻率合成器由DDS產(chǎn)生分辨率高的低頻信號,將DDS的輸出送入一倍頻—混頻PLL,其輸出頻率為（8―75）?SOME2006105其輸出頻率范圍是DDS輸出頻率的N倍,因而輸出帶寬,分辨率高,可達(dá)1Hz以下。這種頻率合成器取決于DDS的分辨率和PLL的倍頻次數(shù)。其轉(zhuǎn)換時間快,是由于PLL是固定的倍頻環(huán),環(huán)路帶寬可以較大,因而建立時間就快,可達(dá)微秒級;N不大時,相位噪聲和雜散都可以較低。?SOME2006106圖8―36DDS驅(qū)動PLL頻率合成器?SOME2006107圖8―37是AD公司生產(chǎn)的DDS芯片AD7008,其時鐘頻率有20MHz和50MHz兩種,相位累加器長度N=32。它不僅可以用于頻率合成,而且具有很強(qiáng)的調(diào)制功能,可以完成各種數(shù)字和模擬調(diào)制功能,如AM、PM、FM、ASK、PSK、FSK、MSK、QPSK、QAM等調(diào)制方式。?SOME2006108圖8―37AD7008框圖?SOME20061098.4.3鎖相頻率合成器1．單環(huán)鎖相頻率合成器基本的單環(huán)鎖相頻率合成器的構(gòu)成如圖8―32所示。環(huán)中的÷N分頻器采用可編程的程序分頻器,合成器輸出頻率為式中fr為參考頻率,通常是用高穩(wěn)定度的晶體振蕩器產(chǎn)生,經(jīng)過固定分頻比的參考分頻之后獲得的。這種合成器的分辨率為fr。

（8―76）?SOME2006110設(shè)鑒相器的增益為Kd,環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為

F（s）,壓控振蕩器的增益系數(shù)為K0,則可得單環(huán)鎖相頻率合成器的線性相位模型,如圖8―38所示。圖中,(8―77)(8―78)?SOME2006111圖8―38單環(huán)頻率合成器線性相位模型?SOME2006112由輸出相位θ2（s）和輸入相位θ1（s）可得閉環(huán)傳遞函數(shù)是(8―79)式中K′=KdK0/N。因為相位是頻率的時間積分,故同樣的傳遞函數(shù)也可說明輸入頻率（即參考頻率）fr（s）和輸出頻率fv（s）之間的關(guān)系。誤差傳遞函數(shù)（8―80）?SOME2006113將式（8―79）和式（8―80）與式（8―48）和式（8―49）相比較,單環(huán)鎖相頻率合成器的傳遞函數(shù)與線性鎖相環(huán)的傳遞函數(shù)有如下關(guān)系:(8―81)?SOME2006114圖8―39（a）是通用型單片集成鎖相環(huán)L562（NE562）和國產(chǎn)T216可編程除10分頻器構(gòu)成的單環(huán)鎖相環(huán)頻率合成器,它可完成10以內(nèi)的鎖相倍頻,即可得到1～10倍的輸入信號頻率輸出,圖8―39（b）為L562的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。?SOME2006115圖8―39L562的內(nèi)部結(jié)構(gòu)（a）L562頻率合成器；（b）L562內(nèi)部框圖?SOME20061162．變模分頻鎖相頻率合成器在基本的單環(huán)鎖相頻率合成器中,VCO的輸出頻率是直接加到可編程分頻器上的。目前可編程分頻器還不能工作到很高的頻率上,這就限制了這種合成器的應(yīng)用。加前置分頻器后固然能提高合成器的工作頻率,但這是以降低頻率分辨率為代價的。圖8―40為采用雙模分頻器的鎖相頻率合成器的組成框圖。?SOME2006117圖8―40雙模分頻鎖相頻率合成器?SOME2006118模分頻器有兩個分頻模數(shù),當(dāng)模式控制為高電平時分頻模數(shù)為V＋1,當(dāng)模式控制為低電平時分頻模式為V。雙模分頻器的輸出同時驅(qū)動兩個可編程分頻器,它們分別預(yù)置在N1和N2,并進(jìn)行減法計數(shù)。在一個完整的周期中,輸入的周期數(shù)為

假若V＝10,則(8―82)(8―83)?SOME20061198.4.4集成鎖相環(huán)頻率合成器集成鎖相頻率合成器是一種專用鎖相電路。它是發(fā)展很快、采用新工藝多的專用集成電路。它將參考分頻器、參考振蕩器、數(shù)字鑒相器、各種邏輯控制電路等部件集成在一個或幾個單元中,以構(gòu)成集成頻率合成器的電路系統(tǒng)。?SOME20061201．MC145146－1MC145146－1是一塊20腳陶瓷或塑料封裝的,由四位總線輸入、鎖存器選通和地址線編程的大規(guī)模單片集成鎖相雙模頻率合成器,圖8―41給出了它的方框圖。?SOME2006121圖8―41MC145146－1方框?SOME2006122表8―4MC145146-1地址碼與鎖存器的選通關(guān)系?SOME2006123

ST（12端）:數(shù)據(jù)選通控制端,當(dāng)ST是高電平時,可以輸入D0~D3輸入端的信息,ST是低電平時,則鎖存這些信息。

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