第5章《通信原理》樊昌信-第六版2

通信原理第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)1內(nèi)容回顧：1、基本概念（調(diào)制、解調(diào)、載波、調(diào)制信號、已調(diào)信號、載波調(diào)制）2、線性調(diào)制（AM、DSB、SSB、VSB）原理（時域表示式、頻譜、帶寬、調(diào)制與解調(diào)）3、線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能2第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)包絡(luò)計算 由于解調(diào)器輸入是信號加噪聲的混合波形，即 式中 上式中E(t)便是所求的合成包絡(luò)。當(dāng)包絡(luò)檢波器的傳輸系數(shù)為1時，則檢波器的輸出就是E(t)。3第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)2、小信噪比情況（輸出信噪比計算） 此時，輸入信號幅度遠(yuǎn)小于噪聲幅度，即 包絡(luò) 變成 其中R(t)和(t)代表噪聲的包絡(luò)及相位：4第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)因為所以，可以把E(t)進一步近似：此時，E(t)中沒有單獨的信號項，有用信號m(t)被噪聲擾亂，只能看作是噪聲。這時，輸出信噪比不是按比例地隨著輸入信噪比下降，而是急劇惡化，通常把這種現(xiàn)象稱為解調(diào)器的門限效應(yīng)。開始出現(xiàn)門限效應(yīng)的輸入信噪比稱為門限值。5第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)討論 1.門限效應(yīng)是由包絡(luò)檢波器的非線性解調(diào)作用引起的。 2.在大SNR情況下，AM信號包絡(luò)檢波器的性能幾乎與相干解調(diào)法相同;但當(dāng)輸入SNR低于門限值時，將會出現(xiàn)門限效應(yīng)。65.3非線性調(diào)制（角度調(diào)制）的原理角度調(diào)制的基本概念、窄帶調(diào)頻（NBFM）、寬帶調(diào)頻、調(diào)頻信號的調(diào)制與解調(diào)5.4調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能輸入信噪比、解調(diào)增益、門限效應(yīng)、預(yù)加重和去加重5.5各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的比較5.6頻分復(fù)用(FDM)7第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.3非線性調(diào)制（角度調(diào)制）的原理頻率調(diào)制簡稱調(diào)頻(FM)，相位調(diào)制簡稱調(diào)相(PM)。載波的幅度都保持恒定，而頻率和相位的變化都表現(xiàn)為載波瞬時相位的變化。已調(diào)信號頻譜是原調(diào)制信號頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分，故又稱為非線性調(diào)制。與幅度調(diào)制技術(shù)相比，角度調(diào)制最突出的優(yōu)勢是其較高的抗噪聲性能。8第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.3.1角度調(diào)制的基本概念1、FM和PM信號的一般表達式 角度調(diào)制信號的一般表達式為 式中，A－載波的恒定振幅； [ct+(t)]＝(t)－信號的瞬時相位；

(t)－瞬時相位偏移。d[ct+(t)]/dt=(t)－稱為瞬時角頻率d(t)/dt－稱為瞬時頻偏。9第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)相位調(diào)制(PM)：瞬時相位偏移隨調(diào)制信號作線性變化，即 式中Kp－調(diào)相靈敏度，含義是單位調(diào)制信號幅度引起PM信號的相位偏移量，單位是rad/V。 將上式代入一般表達式

得到PM信號表達式10第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)頻率調(diào)制(FM)：瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號成比例變化，即 式中Kf－調(diào)頻靈敏度，單位是rad/(sV)。 這時相位偏移為 將其代入一般表達式 得到FM信號表達式11第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)PM與FM的區(qū)別比較上兩式可見，PM是相位偏移隨調(diào)制信號m(t)線性變化，F(xiàn)M是相位偏移隨m(t)的積分呈線性變化。如果預(yù)先不知道調(diào)制信號m(t)的具體形式，則無法判斷已調(diào)信號是調(diào)相信號還是調(diào)頻信號。12第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)2、單音調(diào)制FM與PM 設(shè)調(diào)制信號為單一頻率的正弦波，即用它對載波進行相位調(diào)制時，將上式代入 得到式中，mp=KpAm－調(diào)相指數(shù)，表示最大的相位偏移。13第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)用它對載波進行頻率調(diào)制時，將 代入 得到FM信號的表達式 式中 －調(diào)頻指數(shù)，表示最大的相位偏移

－最大角頻偏 －最大頻偏。

14第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)PM信號和FM信號波形(a)PM信號波形(b)FM信號波形15第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)3、FM與PM之間的關(guān)系由于頻率和相位之間存在微分與積分的關(guān)系，所以FM與PM之間是可以相互轉(zhuǎn)換的。比較下面兩式可見16第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)方框圖

（a）直接調(diào)頻（b）間接調(diào)頻(c)直接調(diào)相(d)間接調(diào)相17第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.3.2窄帶調(diào)頻（NBFM）定義：如果FM信號的最大瞬時相位偏移滿足下式條件

則稱為窄帶調(diào)頻；反之，稱為寬帶調(diào)頻。18第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)時域表示式 將FM信號一般表示式展開得到當(dāng)滿足窄帶調(diào)頻條件時，故上式可簡化為119第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)頻域表示式 利用以下傅里葉變換對 可得NBFM信號的頻域表達式（設(shè)m(t)的均值為0）20第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)NBFM和AM信號頻譜的比較兩者都含有一個載波和位于處的兩個邊帶，所以它們的帶寬相同不同的是，NBFM的兩個邊頻分別乘了因式[1/(-c)]和[1/(+c)]，由于因式是頻率的函數(shù)，所以這種加權(quán)是頻率加權(quán)，加權(quán)的結(jié)果引起調(diào)制信號頻譜的失真。另外，NBFM的一個邊帶和AM反相。21第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)NBFM和AM信號頻譜的比較舉例 以單音調(diào)制為例。設(shè)調(diào)制信號 則NBFM信號為 AM信號為 按照上兩式畫出的頻譜圖和矢量圖如下：22第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)頻譜圖23第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)矢量圖 (a)AM (b)NBFM

由于NBFM信號最大頻率偏移較小，占據(jù)的帶寬較窄，但是其抗干擾性能比AM系統(tǒng)要好得多，因此得到較廣泛的應(yīng)用。24第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.3.3寬帶調(diào)頻1、調(diào)頻信號表達式

設(shè)：單音調(diào)制信號為 則單音調(diào)制FM信號的時域表達式為 將上式利用三角公式展開，有 將上式中的兩個因子分別展成傅里葉級數(shù)， 式中Jn(mf)－第一類n階貝塞爾函數(shù)25第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)Jn(mf)曲線26第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)將代入并利用三角公式及貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)則得到FM信號的級數(shù)展開式如下：27第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)調(diào)頻信號的頻域表達式 對上式進行傅里葉變換，即得FM信號的頻域表達式+-=28第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)討論：由上式可見調(diào)頻信號的頻譜由載波分量c和無數(shù)邊頻(cnm)組成。當(dāng)n=0時是載波分量c，其幅度為AJ0(mf)當(dāng)n0時是對稱分布在載頻兩側(cè)的邊頻分量(cnm)，其幅度為AJn(mf)，相鄰邊頻之間的間隔為m；且當(dāng)n為奇數(shù)時，上下邊頻極性相反；當(dāng)n為偶數(shù)時極性相同。由此可見，F(xiàn)M信號的頻譜不再是調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是一種非線性過程。

29第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)寬帶調(diào)頻波的頻譜：30第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)2、調(diào)頻信號的帶寬理論上調(diào)頻信號的頻帶寬度為無限寬。實際上邊頻幅度隨著n的增大而逐漸減小，因此調(diào)頻信號可近似認(rèn)為具有有限頻譜。通常采用的原則是，信號的頻帶寬度應(yīng)包括幅度大于未調(diào)載波的10%以上的邊頻分量。當(dāng)mf

1以后，取邊頻數(shù)n=mf+1即可。因為n>mf+1以上的邊頻幅度均小于0.1。被保留的上、下邊頻數(shù)共有2n=2(mf+1)個，相鄰邊頻之間的頻率間隔為fm，所以調(diào)頻波的有效帶寬為 它稱為卡森（Carson）公式。31第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)當(dāng)mf<<1時，上式可以近似為 這就是窄帶調(diào)頻的帶寬。當(dāng)mf>>1時，上式可以近似為 這就是寬帶調(diào)頻的帶寬。當(dāng)任意限帶信號調(diào)制時，上式中fm是調(diào)制信號的最高頻率，mf是最大頻偏f與fm之比。32第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)3、調(diào)頻信號的功率分配調(diào)頻信號的平均功率為由帕塞瓦爾定理可知利用貝塞爾函數(shù)的性質(zhì) 得到上式說明，調(diào)頻信號的平均功率等于未調(diào)載波的平均功率，即調(diào)制后總的功率不變，只是將原來載波功率中的一部分分配給每個邊頻分量。

33第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.3.4調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)1、調(diào)頻信號的產(chǎn)生直接調(diào)頻法：用調(diào)制信號直接去控制載波振蕩器的頻率，使其按調(diào)制信號的規(guī)律線性地變化。壓控振蕩器：每個壓控振蕩器(VCO)自身就是一個FM調(diào)制器，因為它的振蕩頻率正比于輸入控制電壓，即 方框圖LC振蕩器：用變?nèi)荻O管實現(xiàn)直接調(diào)頻。34第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)直接調(diào)頻法： 優(yōu)點：可以獲得較大的頻偏。 缺點：頻率穩(wěn)定度不高改進途徑：采用如下鎖相環(huán)（PLL）調(diào)制器（利用自動頻率控制系統(tǒng)來穩(wěn)定中心頻率）35第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)間接法調(diào)頻[阿姆斯特朗（Armstrong）法]原理：方框圖36第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)間接法產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號 由窄帶調(diào)頻公式 可知，窄帶調(diào)頻信號可看成由正交分量與同相分量合成的。所以可以用下圖產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號：37第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)倍頻： 目的：為提高調(diào)頻指數(shù)，從而獲得寬帶調(diào)頻。 方法：倍頻器可以用非線性器件實現(xiàn)。 原理：以理想平方律器件為例，其輸出-輸入特性為 當(dāng)輸入信號為調(diào)頻信號時，有 由上式可知，濾除直流成分后，可得到一個新的調(diào)頻信號，其載頻和相位偏移均增為2倍，由于相位偏移增為2倍，因而調(diào)頻指數(shù)也必然增為2倍。 同理，經(jīng)n次倍頻后可以使調(diào)頻信號的載頻和調(diào)頻指數(shù)增為n倍。38第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)典型實例：調(diào)頻廣播發(fā)射機 載頻：f1=200kHz 調(diào)制信號最高頻率fm=15kHz 間接法產(chǎn)生的最大頻偏f1=25Hz 調(diào)頻廣播要求的最終頻偏f

=75kHz，發(fā)射載頻在88-108MHz頻段內(nèi)，所以需要經(jīng)過 次的倍頻，以滿足最終頻偏=75kHz的要求。 但是，倍頻器在提高相位偏移的同時，也使載波頻率提高了，倍頻后新的載波頻率(nf1)高達600MHz，不符合fc=88-108MHz的要求，因此需用混頻器進行下變頻來解決這個問題。39第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)具體方案40第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)【例5-1】在上述寬帶調(diào)頻方案中，設(shè)調(diào)制信號是fm=15kHz的單頻余弦信號，NBFM信號的載頻f1=200kHz，最大頻偏f1=25Hz；混頻器參考頻率f2=10.9MHz，選擇倍頻次數(shù)n1=64，n2=48。 (1)求NBFM信號的調(diào)頻指數(shù)；(2)求調(diào)頻發(fā)射信號（即WBFM信號）的載頻、最大頻偏和調(diào)頻指數(shù)。 【解】（1）NBFM信號的調(diào)頻指數(shù)為 （2）調(diào)頻發(fā)射信號的載頻為41第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)(3)最大頻偏為(4)調(diào)頻指數(shù)為42第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)2、調(diào)頻信號的解調(diào)非相干解調(diào)：調(diào)頻信號的一般表達式為 解調(diào)器的輸出應(yīng)為完成這種頻率-電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系的器件是頻率檢波器，簡稱鑒頻器。下面以振幅鑒頻器為例介紹：43第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)振幅鑒頻器方框圖圖中，微分電路和包絡(luò)檢波器構(gòu)成了具有近似理想鑒頻特性的鑒頻器。限幅器的作用是消除信道中噪聲等引起的調(diào)頻波的幅度起伏44第5章模擬調(diào)制系統(tǒng) 微分器的作用是把幅度恒定的調(diào)頻波sFM(t)變成幅度和頻率都隨調(diào)制信號m(t)變化的調(diào)幅調(diào)頻波sd(t)，即 包絡(luò)檢波器則將其幅度變化檢出并濾去直流，再經(jīng)低通濾波后即得解調(diào)輸出 式中Kd為鑒頻器靈敏度，單位為V/rad/s45第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)相干解調(diào)：相干解調(diào)僅適用于NBFM信號 由于NBFM信號可分解成同相分量與正交分量之和，因而可以采用線性調(diào)制中的相干解調(diào)法來進行解調(diào)，如下圖所示。46第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)設(shè)窄帶調(diào)頻信號并設(shè)相干載波則相乘器的輸出為經(jīng)低通濾波器取出其低頻分量再經(jīng)微分器，即得解調(diào)輸出可見，相干解調(diào)可以恢復(fù)原調(diào)制信號。47第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.4調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能重點討論FM非相干解調(diào)時的抗噪聲性能分析模型

圖中

n(t)－均值為零，單邊功率譜密度為n0的高斯白噪聲48第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.4.1輸入信噪比設(shè)輸入調(diào)頻信號為故其輸入信號功率為輸入噪聲功率為式中，BFM

－調(diào)頻信號的帶寬，即帶通濾波器的帶寬因此輸入信噪比為49第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.4.2大信噪比時的解調(diào)增益在輸入信噪比足夠大的條件下，信號和噪聲的相互作用可以忽略，這時可以把信號和噪聲分開來計算。計算輸出信號平均功率 輸入噪聲為0時，解調(diào)輸出信號為 故輸出信號平均功率為50第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)計算輸出噪聲平均功率 假設(shè)調(diào)制信號m(t)=0，則加到解調(diào)器輸入端的是未調(diào)載波與窄帶高斯噪聲之和，即 式中 －包絡(luò) －相位偏移51第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)在大信噪比時，即A>>nc(t)和A>>ns(t)時，相位偏移可近似為當(dāng)x<<1時，有arctanx

x，故由于鑒頻器的輸出正比于輸入的頻率偏移，故鑒頻器的輸出噪聲（在假設(shè)調(diào)制信號為0時，解調(diào)結(jié)果只有噪聲）為 式中ns(t)是窄帶高斯噪聲ni(t)的正交分量。52第5章模擬調(diào)制系統(tǒng) 由于dns(t)/dt實際上就是ns(t)通過理想微分電路的輸出，故它的功率譜密度應(yīng)等于ns(t)的功率譜密度乘以理想微分電路的功率傳輸函數(shù)。設(shè)ns(t)的功率譜密度為Pi(f)=n0，理想微分電路的功率傳輸函數(shù)為 則鑒頻器輸出噪聲nd(t)的功率譜密度為53第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)

由圖可見，鑒頻器輸出噪聲 的功率譜密度已不再是均勻分布， 而是與f2成正比。該噪聲再經(jīng)過低 通濾波器的濾波，濾除調(diào)制信號 帶寬fm以外的頻率分量，故最 終解調(diào)器輸出（LPF輸出）的噪聲 功率（圖中陰影部分）為54第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)計算輸出信噪比

于是，F(xiàn)M非相干解調(diào)器輸出端的輸出信噪比為簡明情況 考慮m(t)為單一頻率余弦波時的情況，即 這時的調(diào)頻信號為 式中 將這些關(guān)系代入上面輸出信噪比公式，得到：55第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)制度增益 考慮在寬帶調(diào)頻時，信號帶寬為 所以，上式還可以寫成 當(dāng)mf>>1時有近似式 上式結(jié)果表明，在大信噪比情況下，寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增益是很高的，即抗噪聲性能好。加大調(diào)制指數(shù)，可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速改善。56第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)調(diào)頻系統(tǒng)與調(diào)幅系統(tǒng)比較

在大信噪比情況下，AM信號包絡(luò)檢波器的輸出信噪比為

若設(shè)AM信號為100%調(diào)制。且m(t)為單頻余弦波信號，則m(t)的平均功率為 因而 式中，B為AM信號的帶寬，它是基帶信號帶寬的兩倍，即B=2fm，故有 將兩者相比，得到57第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)討論在大信噪比情況下，若系統(tǒng)接收端的輸入A和n0相同，則寬帶調(diào)頻系統(tǒng)解調(diào)器的輸出信噪比是調(diào)幅系統(tǒng)的3mf2倍。調(diào)頻系統(tǒng)的這一優(yōu)越性是以增加其傳輸帶寬來換取的。WBFM信號的傳輸帶寬BFM與AM信號的傳輸帶寬BAM之間的一般關(guān)系為58第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)當(dāng)mf>>1時，上式可近似為 故有 在上述條件下， 變?yōu)?/p>

可見，寬帶調(diào)頻輸出信噪比相對于調(diào)幅的改善與它們帶寬比的平方成正比。調(diào)頻是以帶寬換取信噪比的改善。

59第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)結(jié)論：在大信噪比情況下，調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能將比調(diào)幅系統(tǒng)優(yōu)越，且其優(yōu)越程度將隨傳輸帶寬的增加而提高。但是，隨著傳輸帶寬的增加，輸入噪聲功率增大，在輸入信號功率不變的條件下，輸入信噪比下降，當(dāng)輸入信噪比降到一定程度時就會出現(xiàn)門限效應(yīng)，輸出信噪比將急劇惡化。60第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.4.3小信噪比時的門限效應(yīng)當(dāng)(Si/Ni)低于一定數(shù)值時，解調(diào)器的輸出信噪比(So/No)急劇惡化，這種現(xiàn)象稱為調(diào)頻信號解調(diào)的門限效應(yīng)。門限值－出現(xiàn)門限效應(yīng)時所對應(yīng)的輸入信噪比值稱為門限值，記為(Si/Ni)b。61第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)由此圖可見門限值與調(diào)制指數(shù)mf有關(guān)。

mf越大，門限值越高。不過 不同mf時，門限值的變化不 大，大約在8~11dB的范圍內(nèi) 變化，一般認(rèn)為門限值為10dB左右。在門限值以上時，(So/No)FM與(Si/Ni)FM呈線性關(guān)系，且mf越大，輸出信噪比的改善越明顯。62第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)在門限值以下時，(So/No)FM將隨(Si/Ni)FM的下降而急劇下降。且mf越大，(So/No)FM下降越快?？梢圆捎面i相環(huán)解調(diào)器和負(fù)反饋解調(diào)器降低門限值的方法有很多，它們的門限比一般鑒頻器的門限電平低6~10dB。還可以采用“預(yù)加重”和“去加重”技術(shù)來進一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比。這也相當(dāng)于改善了門限。63第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.4.4預(yù)加重和去加重目的：為了進一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比，針對鑒頻器輸出噪聲譜呈拋物線形狀這一特點，在調(diào)頻系統(tǒng)中廣泛采用了加重技術(shù)，包括“預(yù)加重和“去加重”措施?！邦A(yù)加重”和“去加重”的設(shè)計思想是保持輸出信號不變，有效降低輸出噪聲，以達到提高輸出信噪比的目的。64第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)原理 所謂“去加重”就是在解調(diào)器輸出端接一個傳輸特性隨頻率增加而滾降的線性網(wǎng)絡(luò)Hd(f)，將調(diào)制頻率高頻端的噪聲衰減，使總的噪聲功率減小。但是，由于去加重網(wǎng)絡(luò)的加入，在有效地減弱輸出噪聲的同時，必將使傳輸信號產(chǎn)生頻率失真。因此，必須在調(diào)制器前加入一個預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)Hp(f)，人為地提升調(diào)制信號的高頻分量，以抵消去加重網(wǎng)絡(luò)的影響。顯然，為了使傳輸信號不失真，應(yīng)該有 這是保證輸出信號不變的必要條件。65第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)方框圖：加有預(yù)加重和去加重的調(diào)頻系統(tǒng)性能 調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比的改善程度輸出信噪比的改善程度取決于去加重網(wǎng)絡(luò)的特性。66第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)實用電路：在保持信號傳輸帶寬不變的條件下，可使輸出信噪比提高6dB左右。預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)與網(wǎng)絡(luò)特性去加重網(wǎng)絡(luò)與網(wǎng)絡(luò)特性67調(diào)制方式傳輸帶寬設(shè)備復(fù)雜程度主要應(yīng)用AM2fm簡單中短波無線電廣播DSB2fm中等應(yīng)用較少SSBfm復(fù)雜短波無線電廣播、話音頻分復(fù)用、載波通信、數(shù)據(jù)傳輸VSB略大于fm

近似SSB復(fù)雜電視廣播、數(shù)據(jù)傳輸FM中等超短波小功率電臺（窄帶FM）；調(diào)頻立體聲廣播等高質(zhì)量通信（寬帶FM）第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)5.5各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的比較68第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)抗噪聲性能WBFM抗噪聲性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪聲性能次之，AM抗噪聲性能最差。右圖畫出了各種模擬調(diào)制 系統(tǒng)的性能曲線