電子測量教案chapter5課件

第5章信號源1.引言

2.信號源的基本原理

3.信號源中的關(guān)鍵技術(shù)

3.1直接數(shù)字頻率合成

3.2直接數(shù)字波形合成3.3鎖相環(huán)

4.典型信號源及其應(yīng)用1.引言1.1基本測量功能

信號源是指能夠產(chǎn)生電子測量用激勵信號的儀器，通常也稱為信號發(fā)生器。信號源的用途:激勵源

信號仿真

校準源1.2信號源產(chǎn)生的信號類型（1）信號的基本參數(shù)三個基本參數(shù)：幅度、頻率和相位；此外，還有一些其它參數(shù)：1.偏置“偏置”電壓是電路接地和信號幅度中心之間的電壓。偏置電壓描述了同時包含AC值和DC值的信號中的DC成分。3.上升時間和下降時間4.脈寬和占空比脈寬是指脈沖前沿和后沿的50%幅度點之間的時間間隔?！罢伎毡取?，用來描述脈沖的高低(開/關(guān))時間的相對比例。（2）正弦信號真實正弦信號的頻譜（3）掃頻信號定義：信號頻率隨時間在一定范圍內(nèi)反復(fù)變化的正弦

信號。根據(jù)掃頻信號頻率的產(chǎn)生規(guī)律，分為線

性掃頻和對數(shù)掃頻兩種掃頻模式（4）噪聲信號多數(shù)環(huán)境噪聲是服從高斯分布的，高斯分布的密度函數(shù)公式如下：理想高斯噪聲的頻譜是從直流到無限大頻率的一條水平線，有無限帶寬，這也稱為“白噪聲”。（5）任意波形任意波形發(fā)生器可以根據(jù)測試需求，以特定的信號特征形成的任意波形信號。（6）偽隨機碼流PRBS

序列的結(jié)構(gòu)可以預(yù)先確定，可以重復(fù)產(chǎn)生和復(fù)制

序列具有隨機特性。對于n階PRBS碼，每個周期的序列長度為在每個周期內(nèi)，0和1是隨機分布的，并且0和1的個數(shù)相等，連“1”的最大數(shù)目為n，連“0”的最大數(shù)目為n-1。PRBS通?？梢允褂脦Х答伒囊莆患拇嫫鱽懋a(chǎn)生。（2）

按照基波頻率分類1）超低頻信號源0.0001～1000Hz2）低頻信號源1Hz～200kHz。3）視頻信號源10Hz～10MHz4）高頻信號源200kHz～30MHz5）甚高頻信號源30～300MHz6）超高頻信號源300MHz以上例：Agilent33250能夠輸出頻率為1μHz～80MHz正弦（3）

按照合成方法分類1）非頻率合成式----波形變換2）頻率合成式按是否接受編程控制分為程控和非程控信號發(fā)生器；按系統(tǒng)使用方式分為便攜式、臺式、機架安裝式等。

2

信號源的基本原理2.1

信號產(chǎn)生的基本方法（1）傳統(tǒng)的非頻率合成式信號源傳統(tǒng)信號源的基本結(jié)構(gòu)1.源核心部分，能夠產(chǎn)生幅度恒定、頻率可調(diào)、頻率穩(wěn)定度較高的正弦或者其他波形信號。b)固定正弦頻率源利用石英諧振器組成振蕩電路，可獲得比LC振蕩器高很多的頻率穩(wěn)定性。c)正弦掃頻源變?nèi)荻O管特性曲線原理：改變諧振電路中電容量C的大小，也能使諧振頻率隨之改變磁調(diào)制掃頻（a）磁調(diào)電感式結(jié)構(gòu)（b）掃描電流諧振回路的諧振頻率

d)可調(diào)非正弦頻率源e）噪聲源2.變換電路（a）正弦波的折線近似（b）二極管整形網(wǎng)絡(luò)由三角波整形成正弦波基本功能:對源信號進行處理，生成各種需要的信號波形3.輸出電路基本功能是調(diào)節(jié)輸出信號的電平和輸出阻抗a）直接頻率合成技術(shù)DAFS,DirectAnalogFrequencySynthesis優(yōu)點：原理簡單、頻率轉(zhuǎn)換時間短、分辨率高缺點：設(shè)備復(fù)雜，噪聲及雜散頻率難以抑制b）間接頻率合成技術(shù)基于鎖相環(huán)（PLL,PhaseLockedLoop）的原理實現(xiàn)優(yōu)點:結(jié)構(gòu)簡單、易于集成，具有良好的窄帶跟蹤濾波特性和抑制干擾能力缺點:頻率轉(zhuǎn)換速度慢，頻率分辨率低c）直接數(shù)字頻率合成技術(shù)DDFS，DirectDigitalFrequencySynthesis優(yōu)點：頻率切換時間短、頻率分辨率高、相位變化連續(xù)、易實現(xiàn)對輸出信號的多種調(diào)制、全數(shù)字化、便于集成缺點：輸出帶寬較窄，雜散抑制較差。2.頻率合成式信號源中的晶振雜散分量又稱寄生信號，分為諧波分量和非諧波分量兩種諧波抑制是指載波整數(shù)倍頻率處的單根譜線的功率與載波功率之比，單位是dBc；雜散抑制是指與載波頻率成非諧波關(guān)系的離散譜功率與載波功率之比，即無雜散動態(tài)范圍SFDR來表示，單位是dBc相位噪聲是瞬間頻率穩(wěn)定度的頻域表示，是衡量輸出信號相位抖動大小的參數(shù)，在頻譜上呈現(xiàn)為主譜兩邊的連續(xù)噪聲相位噪聲的標準定義是載波功率相對于給定的頻率偏移處（通常為1kHz）1Hz的帶寬上的功率單位為“dBc/Hz@偏移頻率”（2）幅度（電平）1）輸出幅度范圍2）幅度穩(wěn)定度3）幅度平坦度4）輸出幅度精度5）輸出幅度分辨力6）輸出幅度的頻響

（3）輸出阻抗常見的信號源輸出阻抗有50Ω、75Ω等。如：10Hz～10MHz：±0.5dB；1Hz～50MHz：±1dB如：1mV～1Vrms（50Ω負載），-136dBm至+13dBm相位累加器是實現(xiàn)DDFS的核心，是N比特的模2加法器相位累加器實現(xiàn)相位/幅度轉(zhuǎn)換的功能LUT２.DDFS的輸出頻率表達式fo為輸出信號的頻率，fc為時鐘頻率，N為累加器的位數(shù)頻率控制字是K時，每2N/K個時鐘周期輸出一個周期的正弦波，此時有：當K為最小值1時，是輸出信號的最小頻率。滿足Nyquist采樣定理的條件下，DDFS輸出信號的最大頻率為：

實際的DDFS輸出信號的最大頻率通常為３.DDFS的理想輸出頻譜理想狀態(tài)時的DDFS應(yīng)滿足以下3個條件：ａ）無相位截斷誤差，即P=N；ｂ）波形存儲器存儲的幅度值沒有量化誤差；ｃ）DAC不存在轉(zhuǎn)換誤差，并具有理想的DAC轉(zhuǎn)換特性。理想DDFS輸出的波形序列為：S(n)經(jīng)DAC后就得到了連續(xù)的輸出波形信號S(t)

根據(jù)傅里葉變換的時域卷積定理，得到理想DDFS的頻譜函數(shù)S(ω)為：

理想DDFS輸出的頻譜圖（fo為30MHz、fc為100MHz）４.DDFS的技術(shù)特點優(yōu)點：a）極快的頻率切換速度b）極高的頻率分辨力

c）連續(xù)的相位變化d）強大的數(shù)字調(diào)制功能e）易于集成、易于調(diào)整缺點：a）工作頻帶的限制b）功耗限制c）雜散抑制差d）相位噪聲性能（2）提高DDFS性能的技術(shù)方法DDFS存在的相位截斷對無雜散動態(tài)范圍SFDR的影響:---將頻譜中最大失真成分與載波頻率在譜線幅度上的差值以dB表示:P是波形存儲器的地址位數(shù)增加P值,增大波形存儲器的容量;但將導(dǎo)致成本和功耗的大幅增加，P通常限制在12～19比特正弦查找表壓縮算法:壓縮正弦查表占用的存儲器空間直接采用雜散消減技術(shù)，減少DDFS輸出正弦波的雜散1.正弦查找表壓縮算法用0～π/2來表示整個0～2π區(qū)間的波形幅度值，使用最高兩位地址線來選擇所屬象限,實現(xiàn)的4:1的壓縮比。進一步提高壓縮比，研究對0～π/2內(nèi)正弦波的壓縮算法。以P=12比特為例，設(shè)1/4象限正弦函數(shù)的相位其中、、所對應(yīng)的字長位數(shù)分別為A、B、C由于、均很小接近于0第一個LUT容量為28×11比特；第二個LUT容量為28×4比特。與未壓縮之前的存儲容量212×11比特相比，這種方法的存儲量壓縮比近似為12:1。

2.優(yōu)化設(shè)計相位累加器（簡介）相位累加器輸出的重復(fù)周期為：GCD(x,y)表示x和y的最大公約數(shù)如果K為奇數(shù)，導(dǎo)致SFDR較高。如果K為偶數(shù)，導(dǎo)致SFDR減小。Nicholas發(fā)現(xiàn)DDFS的雜散幅度與輸出頻率和時鐘頻率的比密切相關(guān)。無雜散動態(tài)范圍約為77dBc有效SFDR提高到了94dBc改善的Nicholas相位累加器輸出0、1交替方波3.隨機擾動技術(shù)（簡介）相位擾動原理擾動技術(shù)有相位擾動和幅度擾動兩種技術(shù)。（3）基于DDFS的調(diào)制信號產(chǎn)生方法

用DDFS完成相位、頻率和振幅數(shù)字調(diào)制方框圖（4）DDFS集成芯片及應(yīng)用例如AD7008、AD9830、AD9854、AD9858等3.2直接數(shù)字波形合成（1）DDWS基本原理1.DDWS的結(jié)構(gòu)及分類根據(jù)參考時鐘的種類不同，DDWS可以分為以下兩種類型：a）固定時鐘的DDWSb）可變時鐘的DDWS如果需要改變信號輸出的頻率，僅能通過對任意波形信號進行重新采樣，重新配置波形存儲器中的波形數(shù)據(jù)來實現(xiàn)。通過改變時鐘頻率、控制波形數(shù)據(jù)輸出速率來改變信號頻率，而產(chǎn)生波形的點數(shù)不變。2.DDWS與DDFS的比較

DDFS跳過某些樣點來提高輸出頻率缺點：DDFS產(chǎn)生任意波形時，容易產(chǎn)生波形失真。優(yōu)點：方便改變信號輸出頻率結(jié)論：在產(chǎn)生常規(guī)函數(shù)波形時，采用DDFS；產(chǎn)生復(fù)雜的任意波形時，采用DDWS。（2）任意波形發(fā)生器的技術(shù)指標1.采樣時鐘頻率理論上采樣率fs與信號最高頻率fmax

之比大于2即可在實際應(yīng)用時，通常選用fs與fmax為2.5～32.垂直(幅度)分辨力垂直(幅度)分辨力與DDWS的DAC位數(shù)有關(guān)。位越多，幅度分辨力越高。3.存儲深度(記錄長度)存儲深度決定著可以存儲的最大樣點數(shù)量。4.頻率轉(zhuǎn)換時間通常與DAC的上升、下降時間(輸出帶寬)和時鐘速度等有關(guān)。5.帶寬指輸出電路的模擬帶寬，輸出電路的設(shè)計應(yīng)足以滿足其采樣率支持的最大信號輸出頻率。6.數(shù)字輸出數(shù)字標記輸出和并行數(shù)據(jù)輸出7.序列如果目標信號雖然復(fù)雜，但是可以劃分為多個子波形;用戶可以使用該模式創(chuàng)建更為復(fù)雜的波形。3.3鎖相環(huán)（1）鎖相環(huán)的基本原理1．基本鎖相環(huán)基本鎖相環(huán)由三部分組成：鑒相器（PD,PhaseDetector）低通環(huán)路濾波器（LPF,Lowpassfilter）壓控振蕩器（VCO,Voltage-ControlledOscillator）2.鎖相環(huán)的組成單元a）鑒相器對輸入的參考信號信號和反饋回路的信號進行頻率和相位的比較，輸出一個代表兩者差異的信號至環(huán)路低通濾波器。例：模擬乘法器形式的鑒相器輸入信號：忽略經(jīng)乘法器輸出信號的高頻分量,可得：鑒相器的的輸出uPD(t)為：根據(jù)余弦函數(shù)的特性，鑒相器的兩個輸入信號存在±π/2相位差時，才能達到鎖定狀態(tài)b）環(huán)路低通濾波器用來濾除鑒相器輸出信號中的交流高頻分量，并提供一個緩慢變化的直流電壓作為VCO的輸入。一階無源濾波器二階無源濾波器三階無源濾波器一種有源比例積分濾波器無源濾波器有簡單、噪聲低等優(yōu)點，但其輸出電壓范圍是固定的。有源濾波器的輸出電壓范圍可調(diào)，但是其結(jié)構(gòu)復(fù)雜且噪聲大。c）壓控振蕩器理想的壓控振蕩器表達式：一種根據(jù)輸入電壓的變化來控制輸出相應(yīng)頻率信號的振蕩器。K稱為壓控靈敏度稱為VCO的固有振蕩頻率

實際的VCO線性特性構(gòu)成VCO的基本方法是在LC振蕩電路上加入可變電抗元件來實現(xiàn)對振蕩頻率的控制。西勒壓控LC振蕩電路3．鎖相環(huán)的工作過程及特性分析a）鎖相環(huán)的頻率范圍和帶寬鎖相環(huán)動態(tài)工作過程四個頻率范圍的大小關(guān)系<<<b）鎖相環(huán)的鎖定時間定義：鎖相環(huán)的鎖定時間指鎖相環(huán)輸出頻率ωo從一個設(shè)定頻率ω1變化為另一個設(shè)定頻率ω2時，ωo達到ω2±ωtol（鎖相環(huán)鎖定時的允許頻率誤差圍內(nèi)所需的時間），決定了鎖相頻率合成器的頻率切換速度。c）鎖相環(huán)的其他性能參數(shù)鎖定工作狀態(tài)下：相位噪聲、雜散衡量鎖相環(huán)穩(wěn)定性：環(huán)路帶寬、相位裕度（2）頻率合成器中的鎖相環(huán)分頻器DIV的分頻系數(shù)為N時，fout=N×fref

分頻系數(shù)為整數(shù)的鎖相環(huán)通常稱為“整數(shù)分頻鎖相環(huán)（Integer-NPLL）”分頻系數(shù)為小數(shù)的鎖相環(huán)通常稱為“小數(shù)分頻鎖相環(huán)（Fractional-NPLL）1．整數(shù)分頻鎖相環(huán)a）基本形式的整數(shù)分頻鎖相環(huán)通常，分頻器由低功耗的CMOS計數(shù)器實現(xiàn)；在輸出頻率fout為200MHz以下是易實現(xiàn)的；如果希望得到更高的輸出頻率，需要采用預(yù)分頻器。b）單模預(yù)分頻器優(yōu)點：將鎖相環(huán)的輸出頻率擴展到微波頻段（>6GHz）缺點：只能合成V×fref整數(shù)倍的若干頻點c）雙模預(yù)分頻器加入雙模預(yù)分頻器的整數(shù)分頻鎖相環(huán)能夠同時實現(xiàn)P次和P+1次分頻，以P/(P+1)表示。雙模預(yù)分頻器在一個循環(huán)計得的計數(shù)值為：(N被P除的余數(shù))雙模預(yù)分頻器工作的前提條件是：。

如果不滿足該條件，兩個計數(shù)器會在計數(shù)器A輸出為0之前就被復(fù)位，這樣將導(dǎo)致錯誤N值。雙模分頻器存在一個最小連續(xù)分頻系數(shù)的極限值，如果N大于該值，N連續(xù)取任意正整數(shù)時就不會出現(xiàn)非法的分頻系數(shù)。1.可以實現(xiàn)更大范圍的N值，同時不降低頻率分辨力。2.分頻系數(shù)N不變，預(yù)分頻器通常對鎖相環(huán)的相位噪聲、參考雜散或鎖定時間等性能沒有影響。2．小數(shù)分頻鎖相環(huán)a）小數(shù)分頻鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)和原理可控制選擇分頻因子的小數(shù)分頻鎖相環(huán)設(shè)目標達到的分頻因子為m=N.F其中:N表示整數(shù)部分，

F表示小數(shù)部分，且有效位數(shù)是n位則小數(shù)分頻比的一般通式可表示為例如:要實現(xiàn)N=5.3次分頻，可以采用3次6分頻和7次5分頻來實現(xiàn)。例:b）小數(shù)分頻鎖相環(huán)的特點:在上面的例子中，在相對低分頻系數(shù)下和高參考頻率下得到更好的頻率分辨力;參考頻率增長了4倍，導(dǎo)致環(huán)路帶寬增加，并縮短了鎖定時間；分頻系數(shù)N降低了4倍意味著PD和DIV帶來的噪聲將會降低12dB；更多的VCO噪聲隨著環(huán)路帶寬的增大而被通頻帶濾除。分頻系數(shù)從N到N+1的突然變化會產(chǎn)生量化噪聲，因此需要通過雜散補償措施能夠?qū)崿F(xiàn)噪聲的補償，但效果并不總是很理想。較好的解決方案是使用Sigma-Delta變換器，通過噪聲整形機制來消除量化噪聲。（3）多環(huán)頻率合成器加法混頻器例：兩個鎖相環(huán)構(gòu)成的多環(huán)頻率合成器PLL1輸出頻率為：fo1=N1fr1

PLL2輸出頻率為：fo=N2fr2

結(jié)合上述公式：上圖可以看出最終輸出頻率范圍約為60.5MHz～85.7MHz（頻率間隔100Hz）。（4）鎖相環(huán)的發(fā)展趨勢1.將PLL與DDFS結(jié)合在一起2.全數(shù)字鎖